igbt驱动电路精选(九篇)
第1篇：igbt驱动电路范文
【关键词】IGBT;驱动电路;SKHI22AH4R;DSP
IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）由于其兼具BJT和MOS管的优点，在工业生产中备受青睐，但是目前IGBT的驱动电路都比较复杂[1]。因此，为了保证IGBT安全稳定的工作，对其进行方便可靠的驱动就成了关键问题[2]。本文针对德国西门康公司SKM100GB12T4型号的IGBT模块为例，以SKHI22AH4R型号的驱动模块为核心，设计一种简单、实用、功能强大的IGBT驱动电路。通过搭建实验平台，验证了该方案的可行性和有效性。
一、IGBT基本特性
IGBT相当于一个以GTR为主导器件，由MOSFET驱动的器件，如图1所示[3]。
图1 IGBT的等效电路、器件符号
1.擎住效应
IGBT作为四层式结构器件，体内存在着寄生晶闸管和短路电阻RS。而且，在短路电阻上的压降，相当于寄生晶闸管的正向偏置电压。当iC超过一定范围值时，就会使寄生晶闸管的栅极失去控制作用，即发生擎住效应。在IGBT关断的动态过程中，如果IGBT发生擎住效应，集电极电流就会增大，从而产生过高的功耗，导致IGBT器件损坏[4]。
2.米勒效应
IGBT的栅-射极和栅-集极间存在结电容CGE和CGC，漏电感LE，IGBT在开关的过程中会产生浪涌电压和浪涌电流，通过结电容加在栅极回路上，从而形成干扰电压。在IGBT关断的动态过程中，为避免IGBT发生米勒效应，解决办法主要有：同一桥臂的开关器件必须留有死区时间，避免因干扰产生直通;IGBT缓冲电路，来吸收尖峰过电压[4]。
3.IGBT开关特性及损耗
IGBT开关器件的损耗由开通损耗PSW（ON）、关断损耗PSW（OFF）和通态导通损耗Psat三部分构成。开关器件的平均总损耗为：
其中tON、tOFF为IGBT开通时间和关断时间;Vce（sat）为IGBT通态饱和压降;fs为开关频率;Vce为整流后的直流电源Ud;
因此，随着开关频率的增大，尤其是在频繁启动的情况下，就会发生擎住效应、米勒效应、开关功耗大等问题，导致IGBT极易损坏。为了保证IGBT安全稳定的工作，设计一种简单有效的IGBT驱动电路是十分必要的[4]。
二、SKHI22AH4R驱动模块介绍
综合考虑以上问题，针对本文选用德国西门康公司SKM100GB12T4型号的IGBT模块，包括两个IGBT器件，根据模块的工作要求，栅极驱动电压应满足+15V/-7V。而且为了避免同桥臂的两个IGBT由于同时导通而损坏，应设置死区时间3.3?s。
SKHI22AH4R型号的驱动模块，其内部结构如图2所示。两路驱动输入输出级（输入1、输入2、输出1和输出2），可以将+15V的两路互补PWM脉冲转换成+15V/-7V的驱动脉冲，用以直接驱动IGBT半桥模块。同时，内部有VCE监控和自动关断电路，可有效的进行短路保护。而且可以通过将P9接地、P5和P6悬空或接5V来设定驱动信号的死区时间。
图2 SKHI22AH4内部结构图
三、IGBT驱动电路设计
IGBT的开通和关断是由栅-射极电压来控制。能否真正的是实现智能化控制，很大程度上由驱动电路来决定。此外，IGBT器件在开关的过程中，由于擎住效应和米勒效应的存在，产生过高损耗导致损坏，因此IGBT的驱动电路设计的合理性和可靠性日益重要。
1.隔离升压电路
由于DSP（TMS320F2812控制芯片）事件管理器输出的PWM驱动控制脉冲的电压为3.3V，而驱动模块的输入信号电压为+15V。隔离升压电路如图3所示。
图3 隔离升压电路
采用6N137来实现3.3V到15V升压，而且能够达到数字信号和模拟信号的隔离效果。
2.电路
根据对IGBT栅极特性的研究，在实际应用的过程中，正的栅-射极驱动电压影响着IGBT的开关功耗;负的栅-射极驱动电压影响着IGBT的抗干扰能力。因此本文通过对电路的设计，来实现对IGBT的驱动控制，正向驱动电压为+15V，负向驱动电压为-7V。
通过对SKHI22AH4驱动模块的计算，得到电路的设计参数：IGBT开关器件开通电阻RON=3Ω，关断电阻ROFF=3Ω，RCE=18kΩ，CCE=0.33nF，具体的电路如图4所示。其工作模式：
1）正常工作
当SKHI22AH4正常工作时，产生满足IGBT模块开通和关断要求的驱动电压。即一组互补的驱动脉冲波，开通电压为+15V，关断电压为-7V，并且带有0.33?s死区时间。
2）发生异常
当SKHI22AH4发生异常时，VCE监控电压超过10V时，会给控制系统提供报警信号，同时锁住驱动脉冲。此时，驱动控制电压恒定在-7V的状态，IGBT关断。
图4 SKHI22AH4驱动模块电路
四、实验结果分析
搭建实验平台，以IGBT在感应加热电源中的应用为例[1]，通过DSP实现对IGBT全桥电路的控制。
1.PWM脉冲的产生
通过DSP实现对IGBT感应加热电源的智能控制[5-7]，事件管理器产生四路PWM脉冲，其电压值为3.3V，频率为20kHz。如图5所示。其中PWM7和PWM9是移相角可调的两路脉冲波，通过调节移相角，进一步实现对IGBT的导通和关断的控制。
图5 移相角可调的PWM脉冲波形
图6 IGBT驱动脉冲信号
其中PWM8和PWM7是互补的，控制IGBT基准臂的工作，而PWM10和PWM9是互补的控制IGBT移相臂的工作。为了避免同桥臂的上下两个IGBT同时开通，损坏开关器件，设定死区时间为3.3?s。
2.IGBT驱动控制脉冲
以PWM7和PWM8为例，通过隔离升压电路，产生两路控制信号，再经过SKM100GB12T4驱动模块，产生满足IGBT开关器件工作需要的=15V/-7V的驱动电压，其中死区时间为3.3?s。IGBT驱动信号如图6所示，导通时间和关断时间均满足设计要求。
五、总结
本文针对IGBT驱动电路复杂的缺点，设计了一种基于SKHI22AH4R驱动模块的IGBT驱动电路，并采用DSP进行驱动控制测试实验，实验结果表明，与传统的驱动电路相比，具有简单实用，响应快，功能完善、等优点，验证了该方案的合理性和正确性。
参考文献
[1]刘畅，黄正兴，.双闭环控制感应加热电源设计与仿真分析[J].电子器件，2012，35（6）：736-740.
[2]孙娟，唐祯安，.数字锁相控制的IGBT感应加热电源[J].电子器件，2011，34（6）：690-694.
[3]顾卫钢.手把手教你学DSP：基于TMS320F281x[M].北京：北京航空航天大学出版社，2011.
[4]李定宣，丁增敏.现代高频感应加热电源工程设计与应用[M].北京：中国电力出版社，2010.
[5]李宏.MOSFET、IGBT驱动集成电路及应用[M].北京：科学出版社，2012.
[6]曲学基，曲敬凯，于明扬，等.IGBT及其集成控制器在电力电子装置中的应用[M].北京：电子工业出版社，2010.
第2篇：igbt驱动电路范文
下面以2SD315A为例，对CONCEPT公司驱动器加以说明：
配套能力强，1 700 V，2 500 V，3 300 V三种电压等级；内部双DC／DC变换器，两路驱动电源隔离；单15 V供电，内部+15 V，-15 V由DC／DC变换器得到；用变压器隔离，工作频率100 kHz；-40～+85 ℃工作范围；独立工作方式或半桥工作方式；CMOS／TTL信号输入；隔离电压4 000 Vrms；UCE监控短路过流；死区时间可调；故障记忆锁定输出；欠压(
4.8 EUPEC公司系列驱动器
EUPEC公司驱动器主要有两种：
2ED020I12-F：1 200 V等级，±15 V／+l A／－2 A，无磁心变压器驱动；2ED300C17-S／ST：1 700 V等级，±15 V／30 A，变压器驱动
4.9 光纤隔离驱动
自世界上第一只MOSFET及IGBT问世以来，电压控制型电力电子器件特别是IGBT正经历一个飞速发展的过程。 IGBT单模块器件的电压越做越高，电流越做越大。同时，与之配套的驱动器件也得到了大力发展。随着器件应用领域越来越广，电源设备变换功率越来越大，电磁干扰也相应增大。在这种情况下，提高控制板的抗干扰能力，提高驱动耐压等级己成为一种趋势。光纤的使用也就成为了一种必然。
(1)IGBT驱动隔离的几种方式
不同功率等级的器件，对驱动的要求不尽相同，下表给出了目前常用的几种驱动方式的比较(见表20)。
(2)光纤收发器的种类
目前，大部分光纤收发器均使用Aglient公司的几种产品型号。具体见表21(表中数据均为0～70℃使用条件，特殊标注除外)。
一般情况下，HFBR-1522，HFBR-2522使用较多，在大功率电力转换设备中，控制板与大功率模块驱动板之间1MBd的信号传输率已满足要求，而且45m的距离也已足够使用，在实际使用中，光纤的长度可依要求选择(见图35、图36及图37)。
(3)光纤传输在驱动电路中的具体应用
第3篇：igbt驱动电路范文
1 概述
由于IGBT（绝缘栅双极性晶体管）是一种电压控制型功率器件，它所需驱动功率小，控制电路简单，导通压降低，且具有较大的安全工作区和短路承受能力。因此，目前IGBT已在中功率以上的电力电子系统中（如变频器、UPS电源、高频焊机等）逐渐取代了POWER MOSFET及POWER BJT而成为功率开关元件市场中的重要一员。然而?如何有效地驱动并保护IGBT则成为目前电力电子领域中的重要研究课题之一。一个具有保护功能的驱动电路不但能在正常工作状态下给IGBT提供所需的驱动功率，在异常工作状态下能起保护IGBT的作用，而且应当能使电力电子系统中的IGBT有很好的替换特性。因此?高性能的驱动电路是提高电子产品品质和可靠性，从而增强其竞争力的关键之一。本文介绍一种高性能、智能化的IGBT驱动板SCALE。
图1
2 功能介绍
SCALE驱动板系列是瑞士Concept公司生产的，Concept公司是专业生产IGBT驱动电路的公司，主要为西门子／EUPEC高压大电流IGBT模块配套。该SCALE驱动板采用ASIC设计，仅用15V电源驱动，开关频率可大于100kHz，且具有高可靠和长寿命特性，可驱动1700V、1200A的IGBT。1998年度赢得ABB优秀电力电子项目称号，其主要型号和驱动能力如表1所列。
表1 SCALE的主要型号和驱动能力
2SD106AI可驱动两单元400A1200V2SD106AI-17可驱动两单元400A1700V2SD315AI可驱动两单元1200A1700V2SD106EI可驱动六单元400A1200V2SD106EI-17可驱动六单元400A1700V2．1 SCALE的特点
实用范围宽?可应用在数千瓦至数兆瓦的功率范围及实用的耐压要求范围内，几乎可工作在所有的频率及调制模式，适用于任何厂家的模块。
体积小巧、结构紧凑、应用灵活，具有直接和半桥模式可供选择。在半桥模式下，可选用所要求的死区时间。
成本低，具有很高的性能／价格比。除可提供栅极驱动外，还具有检测状况显示及电源隔离等功能，是一种可满足市场所有要求的、最经济实用的驱动板。
使用简便。该驱动板的电接口非常简单，可处理5～15V电平的标准逻辑信号。具有施密特触发器输入特性，且对输入信号没有特殊要求。故障传送使用集电极开路输出，可与常用的逻辑电平相兼容。因为驱动板具有所有智能化驱动功能，且驱动信号、状态传送及电源与功率部分完全隔离，所以使用非常简单。在大多数情况下，用智能化SCALE驱动板来驱动标准IGBT模块，比使用智能化IGBT模块（IPM）更加简便，也更加灵活。
2．2 SCALE的主要功能
SCALE由电子接口LDI 、智能栅极驱动 IGD和15V DC／DC电源组成，其原理方框图如图1所示。由图可见，该驱动板主要有两个功能块。其中功能块＃1为LDI（逻辑与驱动之间的接口），每一个LDI可驱动两路。加在输入端的PWM信号再通过脉冲变压器隔离后，即可输出驱动信号，以驱动IGBT工作。
功能块＃2为IGD（智能栅极驱动），该功能块工作时，每路用一个IGD从脉冲变压器接收编码脉冲信号，然后解码出原始的PWM信号。再经功放，便可给IGBT栅极提供数安培的驱动电流。
（1） 电子接口LDI001
因为PWM信号的频率和占空比变化较大，所以不能简单地通过变压器传送。为此，SCALE配备了LDI001逻辑驱动接口，LDI001的结构如图2所示，它具有以下功能：
可为用户提供一个简单的接口，两个信号输入端都具有施密特触发器特性；
与5V、15V的逻辑电平相匹配。
产生半桥所需的死区时间；
对PWM信号进行编码，以使其可通过脉冲变压器传送；
识别编码传送的状态通知信号并放大，以为用户提供一个准静态的状态信号。
图2
SCALE驱动器可不加任何元件而直接与逻辑电路相连，也可通过较长的电缆相连。这种情况下，为了获得较高的信躁比，应使用15V电平。同时应通过外接的RC网络来获得所要求的死区时间。
（2） 驱动块IGD001
IGD001具有所有必需的智能驱动功能，如变压器接口、过载和短路保护、锁定时间逻辑、状态通知、对电源电压和输出级的监测等。
IGD驱动块的内部结构框图如图3所示，该驱动块主要用于完成如下功能：
对从脉冲变压器接收的编码信号进行解码；
用功放PWM信号驱动IGBT；
监测IGBT的过载和短路；
监测欠压；
产生响应时间和锁定时间；
给控制器（LDI001）发出状态通知信号。
智能驱动块IGD001所有的保护、监测功能（如过流、短路保护和欠压保护）都置于次级。这样，在出现故障时，电路将立即被关闭并锁定。
图3
（3） SCALE驱动块的保护功能
SCALE的保护主要包括短路和过流以及电源监测。对于短路和过流保护来说，SCALE驱动中的每路都有一个Vce监测电路。Rth为关断阈值的参考电阻。在IGBT开通后的一段响应时间内，Vce监测电路不起作用。而当Vce出现故障后，锁定时间功能开始启动，并在锁定时间内使驱动器锁定IGBT，而不再接受输入信号。模块中的各路都具有自己的锁定功能，并均由各路的LGD001实现。一旦Vce超过由Rth设定的阈值，锁定将立即启动。
SCALE中的每路都具有一个欠压监测电路。 当电源电压降至10V或11V时，IGBT将执行负压关断并进行故障报警。
3 SCALE的主要工作模式
3．1 直接模式
在直接模式下，各路IGBT将独立地工作。该模式可用于已产生死区时间的PWM信号的驱动，也可用于独立工作的各路IGBT。将MOD输入与V相连，RC1和RC2接地，即为直接模式。在直接模式下，状态输出SO1和SO2分别返回，因此当出现故障时，可以方便地确定故障出现在那一路。
3．2 半桥模式
通过与RC1和RC2相连的RC网络可获得数百纳秒的死区时间。当输入端B为低电平时，两路IGBT都被关断。将MOD输入接地即为半桥模式，输入IA为PWM输入，IB为使能输入。在VL／R输入端接上4．7V齐纳二极管可使输入端IA和IB设置在TTL电平。由于该模式下的状态输出SO1和SO2连接在一起，因此，两路故障为“或”的关系。当RC网络为10kΩ／100pF时，死区时间为500s。
4 引脚功能
现以SCALE中的2SD315A为例，给出该模块的引脚功能，图4给出了2SD315A的引脚分布图。
4．1 输入部分引脚功能
GND：电源地；
VDC：电源＋15V，供DC／DC电源使用；
VDD：电源＋15V，供LDI001使用；
VL／R：用来设置输入端InA和InB的施密特触发器的开关阈值。当输入信号为加在VL／R端电压的2／3时，开通；为1／3时关断；
MOD：模式选择；
INA：信号输入端A；
INB：信号输入端B；
SO1：状态输出1；
SO2：状态输出2；
RC1：产生＃1路死区时间的RC网络；
RC2：产生＃2路死区时间的RC网络；
RC端：设置死区时间的RC网络。
在半桥模式中，将RC网络与各RC端相连接可确定对应各路的死区时间。死区时间随温度可能有很小的漂移。所接电阻不允许小于5kΩ。RC网络必须要按图连接，并将电阻与VCC连接，电容接地。表2给出了RC网络与死区时间的对应关系。
表2 RC网络与死区时间
电阻（kΩ）电容（pF）死区时间1047200ns10100500ns151201.1μs221502.1μs332204.6μs4．2 输出部分引脚功能
G端（栅极）:与IGBT栅极相连，并用15V驱动。
E端（发射极）:与IGBT发射极直接相连，且连线应尽可能地短。
C端（集电极）:用来检测开通时IGBT的电压降，因此?必须直接与IGBT集电极相连。对于1200V和1300V模块，应用2个或3个1N4007二极管来满足140％的耐压要求。使用普通高压二极管即可，一般不需用高压快恢复二极管。
Rth端（参考电阻）：通过接在Rth端的参考电阻可确定IGBT的保护关断阈值。E端的参考电位、参考电阻必须尽可能地靠近IGBT模块。当C端的电压超过Rth端的电压时，将启动IGBT保护功能。此时电流源将提供150μA的电流。
参考电阻值可通过下列公式来计算：
Rth＝Vth／150μA
若Vth为5．85V时，Rth应选择39 kΩ的电阻。
第4篇：igbt驱动电路范文
关键词：IGBT；施密特特性；单极性驱动；续流；逐周限流
众所周知，传统的IGBT的过流保护与驱动回路是由两个完全独立的电路组成：由过流保护电路判断实际电机电流是否到达电流保护值，如到达，则驱动电路实施对IGBT的关断。过流保护与驱动回路分开不仅造成电路复杂、调试困难，而且增加制造成本，降低产品可靠性。基于克服此缺点，Agilent公司适时的推出光耦HCPL-316J，把IGBT的过流保护与驱动回路合成在一起，大大简化了电路设计，为进一步提高产品可靠性提供了可能。其主要特点有：
可以驱动级别达Ic=150A/Vce=1200V的IGBT，满足大多数中小功率的驱动需求；
反馈的故障信号为光隔离的，传输延迟典型值为1.8μs；
开关速度延迟最大为500ns；
内部自带Vce、具施密特特性的欠电压保护，并且在保护时对IGBT实施软关断。
1光耦HCPL-316J的工作原理简介
HCPL-316J的内部结构如图1所示，引脚如图2所示。
若VIN+、VIN-正常输入，脚14没有过流信号，且VCC2-VE≥12V即输出驱动，驱动信号输出高电平、故障信号输出高电平、欠压信号UVLO输出低电平。首先这3路信号共同输入到JP3，D点低电平，B点也为低电平，50×DMOS处于关断状态。此时JP1的输入的4个状态从上至下依次为低、高、低、低，A点高电平，驱动三级达林顿管导通，IGBT也随之开通。
若IGBT出现欠压，则不管输入状态如何，驱动输出VOUT均会被50×DMOS管拉低(接近VEE)；若IGBT出现过流信号(脚14检测到IGBT集电极上电压≥7V)，而不管输入驱动信号是否继续加在脚1，50×DMOS被关断，1×DMOS导通，IGBT栅射集之间的电压慢慢放掉，实现慢降栅压。当VOUT=2V时，即VOUT输出低电平，50×DMOS导通，IGBT栅射集迅速放电。故障线上信号通过光耦，再经过RS触发器，Q输出高电平，使输入光耦被封锁。
从图1可以看出，HCPL-316J可分为输入IC(左边)和输出IC(右边)二部分，输入和输出之间完全能满足高压大功率IGBT驱动的要求。表1所列是HCPL-316J引脚功能描述。
2光耦HCPL-316J在伺服系统上的应用
2.1带故障保护的典型直流伺服系统的驱动电路(方案1)
图3中仅画出一个IGBT的驱动回路，其余3路类同，并且4路光耦的RESET、FAULT全部连接在一起。
2.2 电路工作原理
如图3，当IGBT管T1导通时，从芯片内部恒流源(250μA)流出的电流分别在电阻R1、二极管D1上产生压降VR1、VD1，加上T1的导通管压降Vce，当VR1 +VD1 +Vce>7V时，则：
(1)VOUT输出变为低、对T1实施软关断并锁定，防止流过IGBT的电流进一步上升；
（2)同时，6脚的故障信号立刻变为低并送到上位机，上位机可以依据此故障信号作PWM开度限制或全关断处理；
(3)上位机在接收到故障信号后的下一PWM周期，在送PWM开度的同时，送出一路RESET信号(低有效，低电平宽度≥100ns)，允许再次开通IGBT，如此周而复始的循环，实现电流保护的逐周限流。由图3组成的驱动系统测得的电流保护波形如图4所示。
图3中，电阻R1需要根据实际的电流保护值大小进行调整，估算公式如下：
R1=( 7 -VD1-Vce)/0.25(kΩ)
式中，VD1-二极管D1上产生压降(V)
Vce-IGBT的导通管压降(V)
例如，对FS100R12KT3管，在管芯结温为125℃、流过电流为100A时，其Vce≈2.4V，假定此时VD1≈0.7V，则
R1=(7-VD1-Vce)/0.25 =(7-2.4-0.7)/0.25 = 15.6(kΩ)
2.3 另一种带故障保护的伺服系统的驱动电路(方案2)
在图3的基础上，仅2个上管的驱动保护采用光耦HCPL-316J，2个下管的驱动直接采用普通的光耦如TLP250、A3120等，电路更为简洁，同样也可达到4路均采用光耦A316J的过流保护效果(实测的电流保护波形同图4)。
3 两种方案的电流保护波形一致性分析
从两种方案所得的实际电流保护波形是一样的实际结果来看，说明方案1与方案2本质上并没有区别。究其原因，主要是本驱动系统主回路驱动方式均采用单极性的特性决定的，在图3中，假设在正方向的速度设定下，完整的一个驱动周期如下：
(1)T1、T3导通，电流从电源+T1AMBT3电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值；
(2)T1断、T3保持导通，电流从AMBT3VD3，电流方向仍为+，处于续流阶段；在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比a阶段小，所以在此阶段，即使下管驱动采用光耦A316J，也必不会达到光耦A316J的电流保护点，因此，下管采用光耦A316J与采用普通驱动光耦的结果是一样的；
(3)T1、T3导通，电流从电源+T1AMBT3电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值；
(4)T3断、T1保持导通，电流从AMBVD2T1，电流方向仍为+，处于续流阶段；同样，在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比c阶段小，也必不会达到光耦A316J的电流保护点。
所以，下管是采用光耦A316J或采用普通驱动光耦，得到的电流保护结果是一样的，从电路简介性看，可采用普通光耦，且价格相对低点；从减少所需器件种类来看，可采用A316J，价格相对高点。
4 注意事项
在两种方案电路中，均要关注：
(1)负载问题：在图3中，如果负载为电感性负载，则由于续流是通过二极管回路进行，即电流下降梯度非常慢，假使在下一周期只要一打开IGBT，光耦马上检测到过流信号，在不大于3μs内实施对IGBT实施软关断，即在一个PWM周期内，IGBT最小导通时间为此延时时间。假定在此段时间内电流的增加多于下降，则会随着导通时间的加长，电流越来越大，超越IGBT的承受能力，造成IGBT损坏，这一点在应用中必须注意；
(2)时序问题：在上电时，如果光耦供电电源未稳定之前，VIN+、VIN-之间即满足VOUT输出为高的条件，则可能会造成驱动输出电平不够高、IGBT处于放大区的工作状态，容易造成IGBT的损坏，所以上电时，一定要保证在供电电源充分稳定后，再允许IGBT工作；同样，掉电时，也要充分保证光耦供电电源在未跌落之前关断驱动VOUT的输出，否则，驱动VOUT输出很容易出现高频抖动(如图5所示：即是由于电源已由17V跌落到14V时，还未关断送出到VIN+、VIN-的输出，结果在运行过程中突然掉电即发生IGBT损坏)，更是对IGBT的安全工作造成威胁；
(3)IGBT的Vce分散性问题：由于IGBT的导通管压降的分散性，会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值，所以，实际应用中电流采样电阻是与估算值偏差较大，应综合所有工况、以达到所需的电流值来确定电流采样电阻值；
(4)光耦A316J的电流采样基准分散性问题：同上，由于光耦A316J的电流采样基准分散性，亦会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值。
5 两种方案优劣分析
方案2由于只有下管采取光耦A316J，比方案1电路更为简洁，也使电流保护调节变得更为简单，所以实际应用中推荐使用方案2。
采用光耦A316J作电流保护用，虽然电路变得简单、可靠，但与传统的过流保护电路一样，仍然无法解决电流保护点比较确定的问题：传统的过流保护电路，大都采用RC滤波的方式作电流检测输入，有可能在滤波电容C上的电荷在此PWM周期未放掉完，下一周期PWM又开通，于是电流又上升，检测到的电流信号又会继续给滤波电容C充电，即相当于保护延时变短，则保护点就会降低。
6 结束语
从上述的实验结果来看，虽然使用光耦A316J在电路结构方面比传统的过流保护电路更为简洁、可靠，也使电流保护调节变得更为简单，所以现在国内应用越来越广泛。但也存在着如前面所述和传统的过流保护电路一样的缺点，并且在实际应用中一定要注意上下电的时序配合问题，否则，在此过程IGBT很容易损坏。
实验证明，只要解决好上述的问题，该光耦的优越性还是很明显的，该光偶目前在我公司的交直流伺服产品上都已经得到了很好的应用。?笮
参考文献
[1] 《电子技术基础-模拟部分》，康华光主编，华中工学院出版社出版.
第5篇：igbt驱动电路范文
引言
绝缘栅双极型晶体管IGBT是由MOSFET和双极型晶体管复合而成的一种器件，其输入极为MOSFET，输出极为PNP晶体管，因此，可以把其看作是MOS输入的达林顿管。它融和了这两种器件的优点，既具有MOSFET器件驱动简单和快速的优点，又具有双极型器件容量大的优点，因而，在现代电力电子技术中得到了越来越广泛的应用。
在中大功率的开关电源装置中，IGBT由于其控制驱动电路简单、工作频率较高、容量较大的特点，已逐步取代晶闸管或GTO。但是在开关电源装置中，由于它工作在高频与高电压、大电流的条件下，使得它容易损坏，另外，电源作为系统的前级，由于受电网波动、雷击等原因的影响使得它所承受的应力更大，故IGBT的可靠性直接关系到电源的可靠性。因而，在选择IGBT时除了要作降额考虑外，对IGBT的保护设计也是电源设计时需要重点考虑的一个环节。
1 IGBT的工作原理
IGBT的等效电路如图1所示。由图1可知，若在IGBT的栅极和发射极之间加上驱动正电压，则MOSFET导通，这样PNP晶体管的集电极与基极之间成低阻状态而使得晶体管导通；若IGBT的栅极和发射极之间电压为0V，则MOSFET截止，切断PNP晶体管基极电流的供给，使得晶体管截止。
由此可知，IGBT的安全可靠与否主要由以下因素决定：
——IGBT栅极与发射极之间的电压；
——IGBT集电极与发射极之间的电压；
——流过IGBT集电极－发射极的电流；
——IGBT的结温。
如果IGBT栅极与发射极之间的电压，即驱动电压过低，则IGBT不能稳定正常地工作，如果过高超过栅极－发射极之间的耐压则IGBT可能永久性损坏；同样，如果加在IGBT集电极与发射极允许的电压超过集电极－发射极之间的耐压，流过IGBT集电极－发射极的电流超过集电极－发射极允许的最大电流，IGBT的结温超过其结温的允许值，IGBT都可能会永久性损坏。
2 保护措施
在进行电路设计时，应针对影响IGBT可靠性的因素，有的放矢地采取相应的保护措施。
2．1 IGBT栅极的保护
IGBT的栅极－发射极驱动电压VGE的保证值为±20V，如果在它的栅极与发射极之间加上超出保证值的电压，则可能会损坏IGBT，因此，在IGBT的驱动电路中应当设置栅压限幅电路。另外，若IGBT的栅极与发射极间开路，而在其集电极与发射极之间加上电压，则随着集电极电位的变化，由于栅极与集电极和发射极之间寄生电容的存在，使得栅极电位升高，集电极－发射极有电流流过。这时若集电极和发射极间处于高压状态时，可能会使IGBT发热甚至损坏。如果设备在运输或振动过程中使得栅极回路断开，在不被察觉的情况下给主电路加上电压，则IGBT就可能会损坏。为防止此类情况发生，应在IGBT的栅极与发射极间并接一只几十kΩ的电阻，此电阻应尽量靠近栅极与发射极。如图2所示。
由于IGBT是功率MOSFET和PNP双极晶体管的复合体，特别是其栅极为MOS结构，因此除了上述应有的保护之外，就像其他MOS结构器件一样，IGBT对于静电压也是十分敏感的，故而对IGBT进行装配焊接作业时也必须注意以下事项：
——在需要用手接触IGBT前，应先将人体上的静电放电后再进行操作，并尽量不要接触模块的驱动端子部分，必须接触时要保证此时人体上所带的静电已全部放掉；
——在焊接作业时，为了防止静电可能损坏IGBT，焊机一定要可靠地接地。
2．2 集电极与发射极间的过压保护
过电压的产生主要有两种情况，一种是施加到IGBT集电极－发射极间的直流电压过高，另一种为集电极－发射极上的浪涌电压过高。
2.2.1 直流过电压
直流过压产生的原因是由于输入交流电源或IGBT的前一级输入发生异常所致。解决的办法是在选取IGBT时，进行降额设计；另外，可在检测出这一过压时分断IGBT的输入，保证IGBT的安全。
2.2.2 浪涌电压的保护
因为电路中分布电感的存在，加之IGBT的开关速度较高，当IGBT关断时及与之并接的反向恢复二极管逆向恢复时，就会产生很大的浪涌电压Ldi/dt，威胁IGBT的安全。
通常IGBT的浪涌电压波形如图3所示。
图中：vCE为IGBT?电极－发射极间的电压波形；
ic为IGBT的集电极电流；
Ud为输入IGBT的直流电压；
VCESP=Ud＋Ldic/dt,为浪涌电压峰值。
如果VCESP超出IGBT的集电极－发射极间耐压值VCES，就可能损坏IGBT。解决的办法主要有：
——在选取IGBT时考虑设计裕量；
——在电路设计时调整IGBT驱动电路的Rg，使di/dt尽可能小；
——尽量将电解电容靠近IGBT安装，以减小分布电感；
——根据情况加装缓冲保护电路，旁路高频浪涌电压。
由于缓冲保护电路对IGBT的安全工作起着很重要的作用，在此将缓冲保护电路的类型和特点作一介绍。
——C缓冲电路如图4(a)所示，采用薄膜电容，靠近IGBT安装，其特点是电路简单，其缺点是由分布电感及缓冲电容构成LC谐振电路，易产生电压振荡，而且IGBT开通时集电极电流较大。
——RC缓冲电路如图4(b)所示，其特点是适合于斩波电路，但在使用大容量IGBT时，必须使缓冲电阻值增大，否则，开通时集电极电流过大，使IGBT功能受到一定限制。
——RCD缓冲电路如图4(c)所示，与RC缓冲电路相比其特点是，增加了缓冲二极管从而使缓冲电阻增大，避开了开通时IGBT功能受阻的问题。
该缓冲电路中缓冲电阻产生的损耗为
P=LI2f＋CUd2f式中：L为主电路中的分布电感；
I为IGBT关断时的集电极电流；
f为IGBT的开关频率；
C为缓冲电容；
Ud为直流电压值。
——放电阻止型缓冲电路如图4(d)所示，与RCD缓冲电路相比其特点是，产生的损耗小，适合于高频开关。
在该缓冲电路中缓冲电阻上产生的损耗为
P=1/2LI2f+1/2CUf
根据实际情况选取适当的缓冲保护电路，抑制关断浪涌电压。在进行装配时，要尽量降低主电路和缓冲电路的分布电感，接线越短越粗越好。
2．3 集电极电流过流保护
对IGBT的过流保护，主要有3种方法。
2.3.1 用电阻或电流互感器检测过流进行保护
如图5（a）及图5（b）所示，可以用电阻或电流互感器与IGBT串联，检测流过IGBT集电极的电流。当有过流情况发生时，控制执行机构断开IGBT的输入，达到保护IGBT的目的。
2.3.2 由IGBT的VCE(sat)检测过流进行保护
如图5（c）所示，因VCE(sat)=IcRCE(sat)，当Ic增大时，VCE(sat)也随之增大，若栅极电压为高电平，而VCE为高，则此时就有过流情况发生，此时与门输出高电平，将过流信号输出，控制执行机构断开IGBT的输入，保护IGBT。
2.3.3 检测负载电流进行保护
此方法与图5（a）中的检测方法基本相同，但图5（a）属直接法，此属间接法，如图5（d）所示。若负载短路或负载电流加大时，也可能使前级的IGBT的集电极电流增大，导致IGBT损坏。由负载处（或IGBT的后一级电路）检测到异常后，
控制执行机构切断IGBT的输入，达到保护的目的。2．4 过热保护
一般情况下流过IGBT的电流较大，开关频率较高，故而器件的损耗也比较大，如果热量不能及时散掉，使得器件的结温Tj超过Tjmax，则IGBT可能损坏。
IGBT的功耗包括稳态功耗和动态动耗，其动态功耗又包括开通功耗和关断功耗。在进行热设计时，不仅要保证其在正常工作时能够充分散热，而且还要保证其在发生短时过载时，IGBT的结温也不超过Tjmax。
当然，受设备的体积和重量等的限制以及性价比的考虑，散热系统也不可能无限制地扩大。可在靠近IGBT处加装一温度继电器等，检测IGBT的工作温度。控制执行机构在发生异常时切断IGBT的输入，保护其安全。
除此之外，将IGBT往散热器上安装固定时应注意以下事项：
——由于热阻随IGBT安装位置的不同而不同，因此，若在散热器上仅安装一个IGBT时，应将其安装在正中间，以便使得热阻最小；当要安装几个IGBT时，应根据每个IGBT的发热情况留出相应的空间；
——使用带纹路的散热器时，应将IGBT较宽的方向顺着散热器的纹路，以减少散热器的变形；
——散热器的安装表面光洁度应≤10μm，如果散热器的表面不平，将大大增加散热器与器件的接触热阻，甚至在IGBT的管芯和管壳之间的衬底上产生很大的张力，损坏IGBT的绝缘层；
——为了减少接触热阻，最好在散热器与IGBT模块间涂抹导热硅脂。
第6篇：igbt驱动电路范文
2SD315AI－33是瑞士CONCEPT公司专为3300V高压IGBT的可靠工作和安全运行而设计的驱动模块，它以专用芯片组为基础，外加必需的其它元件组成。该模块采用脉冲变压器隔离方式，能同时驱动两个IGBT 模块，可提供±15V的驱动电压和±15A的峰值电流，具有准确可靠的驱动功能与灵活可调的过流保护功能，同时可对电源电压进行欠压检测，工作频率可达兆赫兹以上；电气隔离可达到6000VAC。
1 2SD315AI－33简介
1．1 外形及管脚功能
图1所示为2SD315AI－33的外形图，该芯片共有44个管脚。具体功能如下：
1，2脚（VDD）：信号电源；
3脚（SO1）：通道1状态输出；
4脚（VL／Reset）： 定义逻辑电平／错误信号复位；
5脚（RC1）：通道1死区RC网络；
6脚（InB）：PWM2／ENABLE；
7脚（RC2）：通道2死区RC网络；
8脚（MOD）：模式选择；
9脚（SO2）：通道2状态输出；
10脚（InA）：PWM1／PWM；
11，12脚（GND）：15V电源地；
13～17脚（VDC）：DC／DC驱动电源；
18～22脚（GND）：DC／DC驱动电源地；
23脚（Ls2）：通道2的状态显示端；
24脚（C2）：通道2的集电极检测端；
25脚（Rth2）： 通道2的阈值电阻端；
26，27脚（E2）：通道2的发射极；
28脚（Viso2）： 通道2的DC／DC输出侧电源；
29，30脚（COM2）：通道2的DC／DC输出侧地；
31，32脚（G2）：通道2的栅极；
33，34脚（NC）：未用；
35脚（Ls1）：通道1的状态显示端；
36脚（C1）：通道1的集电极检测端；
37脚（Rth1）：通道1的阈值电阻端；
38，39脚（E1）：通道1的发射极；
40脚（Viso1）：通道1的DC／DC输出侧电源；
41，42脚（COM1）：通道1的DC／DC输出侧地；
43，44脚（G1）：通道1的栅极。
1．2 主要参数
2SD315AI－33的极限参数如下
供电电压VDD和VDC：16V；
逻辑信号输入电平：VDD；
门极峰值电流Iout：±18A；
内部开关电源输出功率：6W；
输入输出隔离电压：6000VAC50Hz／min；
工作温度：－40～85℃；
下面是2SD315AI－33的主要电参数
输入输出延迟开通时间tpdon：300ns；
关断时间tpd(off)：350ns；
短路或欠压保护阻断时间：1s；
输出上升时间tr(out)：160ns；
输出下降时间tf(out)：130ns；
最大电压上升率：100kV／μs。
2 工作原理及性能特点
2．1 工作原理
图2为2SD315AI－33的功能框图。它主要由DC／DC转换电路、输入处理电路、驱动输出及逻辑保护电路组成。
DC／DC转换电路的功能是将输入部分与工作部分进行隔离。而其输入处理电路由LDI001及其电路组成。由于控制电路产生的PWM信号不能直接通过脉冲变压器，尤其是当脉冲信号的频率和占空比变化较大时，尤为困难。LDI001就是专门为此而设计的，此专用集成芯片的功能主要是对输入的PWM信号进行编码，以使之可通过脉冲变压器进行传输。由于该器件内部带有施密特触发器，因此对输入端信号无特殊的边沿陡度要求，并能提供准静态的状态信号反馈。将其设计为集电极开路方式，可以适应任何电平逻辑，并可直接产生死区时间。以上优点使得接口既易用又灵活，从而省去了其它专用电路所必需的许多器件。
驱动输出及逻辑保护电路的核心芯片是IGD001。它将变压器接口、过流短路保护、阻断逻辑生成、反馈状态记录、供电监视和输出阶段识别等功能都已集成在一起。每个IGD用于一个通道，其具体功能是对脉冲变压器传来的PWM信号进行解码，对PWM信号进行功率放大，对IGBT的短路、过流及电源的欠压检测保护，并向LDI反馈状态，以产生短路保护的响应时间和阻断时间等。
2．2 性能特点
2SD315AI－33与其它驱动器相比具有以下几个显著的特点：
（1）可灵活定义逻辑电平；
（2）可自由选择工作模式；
（3）具有短路和过流保护功能；
（4）具有欠压监测功能；
（5）可动态设定短路保护阈值
3 2SD315AI－33在实际中的应用
3．1 应用实例
笔者所在实验室中正在设计的“双逆变器－电机”能量互馈式交流传动试验系统由于采用专为电力机车所设计的300kW异步电机，故逆变器和变流器的主开关器件选用的是EUPEC公司的高压IGBT 模块FZ1200R33KF1。该器件的电压等级为3300V，电流等级为1200A。根据FZ1200R33KF1对驱动保护电路的要求以及2SD315AI－33驱动模块的性能特点，笔者设计了IGBT的驱动保护电路，具体如图3所示。
该电路由输入保护、电源保护、上电复位、死区时间设定及与IGBT的接口电路几部分组成，该电路工作于半桥模式。以下分别予以介绍：
输入保护：通常驱动板通过引线与控制电路相连，因此，应对驱动电路的输入InputA和InputB给予适当地保护，以便在掉电或输入信号呈高阻时，输入端能够通过电阻Rx1接地。电容Cx1的作用是抑制输入端出现的短脉冲或有害的尖峰脉冲。该电路会产生大约1μs的信号延迟。
电源保护：在一定的情况下，如果驱动器外部发生短路（如IGBT毁坏或短路），则驱动模块内部的DC／DC变换器可能会导致电源线短路。故设计时在VDD端增加了一个熔断器，以保证在出现故障时电路板不致毁坏。图中的16V稳压管Z2用于过压保护。
上电复位：由于上电后的错误信息总是保存在驱动模块的错误寄存器中，因此在驱动电路与控制电路分离的情况下，可通过图3连接于VL／Reset的上电复位电路进行复位。该电路同时还有欠压保护功能。VDD＞12．7V时，Z1反向击穿，Q1导通，Q2截止，VL为高电平，驱动器开通；而当VDD＜12V时，Q1截止，Q2导通，VL为低电平，驱动器关断。另外，该复位电路还可保证在开启电源后的一个较短时间内使加于所有IGBT器件控制端上的电压均为低，以保证所有IGBT器件均处
于关断状态。与IGBT接口：当开通时，驱动电流经RG1和二极管DG流向IGBT，即开通电阻Ron＝RG1 关闭时，由于二极管DG的单向导电性， 门极经RG1和RG2放电即关断电阻Roff＝RG1＋RG2。这样就使得开通的di／dt、dV／dt和关断的dV／dt可以分别控制，从而改善了开关过程，减少了开关损耗。
3．2 设计中需要特别注意的问题
在任何时候都不能使过流检测管脚CX直接接到IGBT的集电极，而需通过二极管连接。其反向承受的峰值电压应超过逆变器直流侧电压的60％，以防止高压串入驱动电路。
在管脚Visox和Lsx之间需串接一个电阻和发光二极管以指示通道X的工作状态，在正常情况下，发光二极管发光，而在发生短路和欠压故障时，发光二极管熄灭。但由于制作工艺上的原因，管脚Lsx对于干扰极为敏感，因此，在设计中若要指示状态，应把发光二极管接在电路板上尽量靠近输出端的地方，若不需状态指示，则必须把管脚Lsx和COMx短接。千万不要通过很长的引线将发光二极管引出，或者将Lsx端悬空，否则会因电磁干扰的引入使整个电路不能正常工作。
电容CGEX 是根据高压IGBT开通时的特殊性来实现开通时di／dt、dV／dt的分别控制。选取时要反复调试，否则会使驱动输出信号发生振荡。
3．3 门极驱动布线
门极驱动布线对防止潜在的振荡、减慢门极电压的上升、减少噪声损耗、降低门极电源电压或减少门极保护电路的动作次数有很大的影响。因此，门极布线的设计必须依从以下的原则：
（1） 布线必须将驱动器的输出级和IGBT之间的寄生电感减至最低，这相当于把门极的连线和发射极的连线之间包围的环路面积减至最低。
（2） 必须正确放置门极驱动板，以防止功率电路和控制电路之间的电感耦合。
（3） PCB板的条线之间不宜太过靠近，否则IGBT的开关会使其相互电位改变，因为过高的dV／dt会通过寄生电容耦合噪声。
（4） 安装时，为缩短连线，应把驱动板直接用螺丝拧在IGBT模块上。
图3 3300V/1200A IGBT的驱动电路
4 结论
通过以上介绍可知，高压IGBT驱动模块2SD315A－33具有以下优点：
（1）只需简单调整MOD脚，就可使该电路在半桥模式和直接模式下运行。
（2）该驱动模块的接口非常简单，能处理所有从5V～15V电平的逻辑信号。由于输入口内部有施密特触发器，它对输入端信号无特殊的边沿陡度要求，而且状态反馈输出端设计为集电极开路，因此，该电路可以适应任何电平逻辑。
（3）由于采用双极性的驱动电压（15V），使得任何厂家的各种级别的IGBT模块都可安全运行；负偏置的使用使得电路的抗干扰能力大大增强，这样就很容易实现IGBT模块的并联。
（4）内部电压隔离使得即使是多个驱动模块，也可以共用一个驱动电源，这不但省去了人力和资金，而且电磁干扰程度也大大降低。
第7篇：igbt驱动电路范文
关键词：IGBT；驱动模块；SKHI22A/B
1概述
SKHI系列驱动模块是德国西门康（SEMIKRON）公司推出的一种新型IGBT／MOSFET驱动模块。SKHI系列驱动模块主要有以下特点：
仅需一个不需隔离的＋15V电源供电
抗dV／dt能力可以达到75kV／μs
控制电路和IGBT主电路之间的隔离电压可以达到4kV
输出峰值电流可以达到30A
同一桥臂上下开关管驱动信号具有互锁功能，可以防止两个开关管的贯穿导通
死区时间、VCE的监控、RGON／OFF可以分别调节，因而可以对不同用户的特殊需求进行优化
可以输出差错信号以通知控制系统
具有过流、欠压保护功能。
下面主要以SKHI22A为例，对SKHI系列驱动模块进行介绍。
2内部结构及原理
SKHI22A／B引脚功能排列如表1所列。图1所示是SKHI系列驱动器的内部电路原理图。
表1SKHI22A的引脚功能
引脚号引脚名称引脚说明
P14GND/0V相应输入信号的地
P13Vs电源+15V±4%
P12VIN1上开关管的输入开关信号1，+5V逻辑（对于SKHI22A/21A为+15V逻辑）
P11FREE空置
P10ERROR差错输出，低有效，集电极开路输出，最大为30V/15mA
P9TDT2通过接地或接Vs数字调节桥臂上下开关管的死区时间
P8VIN2下管的输入开关信号1，+5V逻辑（对于SKHI22A/21A为+15V逻辑）
P7GND/0V相应输入信号的地
S20VCE1接IGBT1的集电极（上开关管）
S15CCE1通过外接RCE和CCE来调节参考电压
S14GON1接RON到IBGT1的基极
S13GOFF1接ROFF到IBGT1的基极
S12E1接IGBT1的发射极（上开关管）
S1VCE2接IGBT2的集电极（下开关管）
S6CCE2通过外扫RCE和CCE来调节参考电压
S7GON2接RON到IGBT2的基极
S8GOFF2接ROFF到IGBT2的基极
S9E2接IGBT2的发送极（下开关管）
2．1SKHI22A／B的脉冲整形电路
SKHI中的脉冲整形电路的作用是在控制IBGT的脉冲信号输入后，用短脉冲抑制电路对脉冲宽度小于500ns的开关脉冲进行抑制，以使其不能传递到IGBT，这样可以有效的抑制电磁干扰引起的电压尖峰对开关管的误触发，从而提高驱动电路的抗干扰能力。另外，模块还可以对输入的触发脉冲进行整形（例如常用的SG3525芯片所产生的脉冲在上升沿往往有电压尖峰，而且在脉冲高低电平时有时电平会有波动），而且在经过SKHI整形输出以后，波形已十分标准，因而能可靠地对IGBT进行控制。
2．2SKHI22A／B的脉冲互锁电路
脉冲互锁电路的互锁时间由外接端子TDT1、TDT2和SECELT所接的高低电平来决定。同时可由这三个端子进行数字调节（SKHI22A只有TDT2）。这种设计可以使不同开关速度的开关器件的互锁时间均大于IGBT的关断延迟时间，从而避免贯穿导通。
2．3SKHI22A／B的欠压保护电路
模块内部欠压保护电路的作用是当电源电压低于＋13V时，将差错输出端的电平拉低，以输出差错信号。
以上三部分控制电路被集成在一块ASIC中，与一般的分立元件组成的电路相比，这样可以大大的提高控制电路的抗干扰能力，同时可靠性也得到了提高。另外，SKHI系列器件的初级（控制部分）和次级（主电路部分）之间还可通过变压器实现隔离。
2．4SKHI22A／B驱动器的输出级
SKHI驱动器件的输出级采用MOSFET晶体管互补电路的形式以降低驱动源的内阻，同时可加速IG-BT的关断过程。图2所示是其输出级电路。图中，MOSFET的源极分别和外部端子进行连接，这样即可通过分别串接的RON和ROFF调节IGBT的开通和关断速度；内部集成电压源可提高模块的可靠性；通过调节电源电压可以在不减小VGE的情况下提供满功率输出脉冲，从而防止因IGBT退出饱和而损坏。
2．5SKHI22A／B的短路保护
SKHI模块利用“延时搜索过电流保护”方法通过检测IGBT通态压降的变化来实现IGBT的过电流保护。当电路出现短路时，出错信号将由VCE输入并通过脉冲变压器传递到差错控制器，以封锁所有到IGBT的脉冲并触发出错信号端（P10）。该模块通过调节检测VCE电压信号的延时可以避免错误短路信号；其内部带有故障缺省记忆功能，可以防止重复的高电流脉冲对开关管的损坏，经过几个重复的高脉冲之后可以永久封闭脉冲输出。此外，它还同时带有差错信号输出，可以通知主控制板做出相应的动作。
2．6SKHI22A／B的电压隔离
使用带涂层的环形铁氧体变压器可以使输入和输出级之间的隔离电压达到4kV。这是使用光耦作隔离驱动器件所不能达到的。使用脉冲变压器代替光耦在原副边之间可以防止很高的dV／dt（可以达到75kV／μs）。
2．7SKHI22A／B的辅助电源
由于SKHI模块内部有带隔离变压器的DC／DC变换器，因而可以节省外部变压器并可使设计布局更加紧凑；在辅助电源原边有欠电压监控电路，这样可以保证IGBT有一个安全可靠并能提供足够功率的门极驱动电路；每个IGBT采用相互独立的电源。因此，其电源之间的耦合电容很小，从而提高了开关信号的抗干扰能力。
3应用电路
第8篇：igbt驱动电路范文
关键词 IGBT技术；UPS设备；应用
中图分类号TN91 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2014）111-0207-02
1 IGBT技术的基本原理
IGBT实际上是由垂直功率金属―氧化层半导体场效晶体管进化、发展而来的一种产物。众所周知，在电路中实现一个较高的击穿电压时需要一个源漏通道，而且这个通道需要具有很高等级的电阻率才能实现，因而造成了以往的金属―氧化层半导体场效晶体管具有RDS(on)数值高的特征，IGBT很好的消除了现有功率场效晶体管的这些弱点。尽管经过技术改良的功率场效晶体管在很大程度上改进了RDS(on)特性，但是其功率导通损耗等参数仍然要比采用IGBT技术的元件高出很多。
2 IGBT技术的进化与发展
上世纪70年代末，金属―氧化层半导体栅功率开关器件问世，它通常被看做是IGBT的先驱。虽然这种元件在结构上和功能上与后来的IGBT元件有着天壤之别，但它在技术特性上却已经具备了IGBT技术的雏形。
80年代初期，用于功率金属―氧化层半导体场效晶体管制造的dmos（双扩散形成的金属-氧化物-半导体）工艺被采用到IGBT的加工、制造中来。
90年代中期，随着技术的改进和加工工艺的发展，沟槽栅结构又回到由新理念主导的IGBT生产工艺中来，这是一种采用从大规模集成工艺借鉴来的硅干法刻蚀技术实现的新刻蚀工艺。采用这种沟槽栅结构生产出来的元件，具有非常突出的两项优点：
1）实现了在通态电压和关断时间之间折衷的更重要的改进；
2）硅芯片的重直结构也得到了急剧的转变，先是采用非穿通结构，继而变化成弱穿通结构，这就使安全工作区得到同表面栅结构演变类似的改善。
1996年，载流子储存的沟槽栅双极晶体管的问世使第5代IGBT模块得以实现，它不但采用了弱穿通芯片结构，而且采用了更先进的宽元胞间距的设计。
近几年,随着科技的发展，适用于大电流、高电压工况的IGBT元件已模块化生产。它的驱动电路也已由集成化的IGBT专用驱动电路替代了原有的由分立元件构成的驱动电路。这种模块化的IGBT元件与它的前代产品相比，具有体积小、可靠性高、性能更好等诸多优点。
随着IGBT技术的日趋成熟，越来越多的UPS产品采用了基于PFC技术的IGBT高频整流技术，整机实现了全数字化DSP控制。与传统的12脉冲机型相比，采用IGBT整流技术的UPS机型具有运行成本低廉、输入特性稳定、优化电网参数、便于设备小型化等优点。
结构图
3 UPS设备采用IGBT技术的优点
3.1运行成本低廉，全面符合节约型社会的要求
整流器部分选用先进的大功率IGBT器件，高频PWM波驱动，使输入功率因数超过0.99，比传统UPS高14.1％，且本身不产生各种奇次谐波，避免了对电网的谐波干扰，所配置的发电机容量为UPS实际所需容量的1.5倍以下，降低了输入配电成本，有效提高了对电网能量的利用率。更为关键的是，这种技术可以为我们带来每年节约数万元（按100KVA一年可以节约电费10万元以上计算）电费的经济效益。
3.2优异的输入特性有力保障了运行过程中的稳定与可靠
众所周知，电力电子设备的电压与频率输入范围是由功率器件本身的工作特性决定的。传统可控硅整流器的电压输入范围最大可以达到15%，不可避免的会使UPS经常处于输入电源不饱和状态，从而影响了电池的使用效果与使用寿命。IGBT是新一代的电力电子功率器件，IGBT整流器的输入电压范围可宽达±20%以上，并且可以进一步达到35%；在此范围内输出电压均稳定在额定值，彻底解决了输入电压过高或过低的问题。当输入电压超出此范围，UPS的电池才会参与供电，使输出电压仍保持在额定值，彻底解决了雷击、零地电压、电压浪涌、电压陷落、频率漂移、波形畸变、噪音干扰、电网脉动和干扰等电力系统问题。勿需要频繁启动电池放电，有效减少了蓄电池充放电次数。系统不仅能适应供电容量不足的电网，同时也提高了UPS供电的可靠性和延长了蓄电池的使用寿命。
3.3绿色设计，应用瞬时值波形控制技术以降低输入电流谐波(iTHD
应用瞬时值波形控制技术以降低谐波畸变率，输入谐波电流
另外，IGBT整流器的输入具有极低的直流母线纹波，其直流母线电压纹波的有效值
IGBT整流器的功率因数校正技术，配合输入谐波滤波器及特殊的中线设计，功率因数达到0.99以上，该项指标大大高于我国即将出台的电网污染限制等级（欧洲现行标准为>0.97），是真正的绿色UPS电源。
3.4采用IGBT技术的机型比12脉冲机型更小巧，更美观，占地面积极小，重量更轻
采用IGBT技术的机型占地面积仅0.8m2，可以方便地利用各种电梯进行搬运。可以贴墙放置，正面维护。空间占用比传统的UPS低29%。IGBT器件驱动简单，可以简化电路设计，较传统的12脉冲机型提升性能的同时亦省略了笨重的移相变压器，为简化机房设计带来更大的余地。也因此使对整个UPS系统维护变的简单。
参考文献
[1]徐德鸿.现代电力电子器件原理与应用技术[M].机械工业出版社，2008.
第9篇：igbt驱动电路范文
（国家新闻出版广电总局五九四台，陕西 咸阳 712028）
【摘要】主要从TSW2500型500KW短波发射机PSM核心组称IGBT入手，着重对其控制模块ZSE21其硬件接口和硬件功能描述和控制单元作了重点描述，对发射机IGBT控制模块的工作方式有了直观的了解。
关键词 发射机；IGBT；ZSE21
0引言
TSW2500型500KW短波发射机PSM核心组称IGBT控制模块ZSE21对PSM发射机功率部分有着致关重要的作用，它不仅负责PSM部分的正常工作还对发射机的实际工作状态有着数据采集和监测控制的重要作用。下面就着重介绍控制模块ZSE21在发射机工作链路中的重要作用。
1IGBT控制模块硬件描述
1.1硬件接口
1.1.1电源
电源采用一个带中心抽头的48V交流电源，由功率模块板上的变压器T11提供，T11的初级取自模块三相电源的两相（线电压877V）。变压器的次级通过X11端子连接到控制板上。V24-1（48V交流电源的一端）；GND（中心抽头）；V24-2（48V交流电源的另一端）。
1.1.2电压电流测量输入信号
功率模块对以下电压进行监测，输入端子分别为：X1-VB，X2-VB，X3-VD，X4-VD。VB-A2（正电容电压0~+800V）；VB-B2（负电容电压0~-800V）；VD-A2（正功率模块电压0~800V）；VD-B2（正功率模块电压0~800V）。使用一个LEM电流互感器进行电流测量，LEM输入端子为：X13，其中包括LEM使用的±15V电源。+15V（LEM正电源电压）；I-LEM（电流互感器LEM的二次测输出电流）；-15V（LEM负电源电压）。
1.1.3监测输入信号
监测保险开关和温度开关的输入信号，使用的端子：X13。这两个信号都采用了二极管进行限幅，范围是：0—5V。TEMP-IN温度开关输入，内部连接上拉电阻到VCC；FUSE-IN保险开关监测输入，内部连接上拉电阻到VCC。
1.1.4IGBT控制信号
分别完成对两个IGBT的驱动控制，端子号为：X212和X222。A21-G1（IGBT A21的门极驱动）；A21-E1（IGBT A21辅助发射极）；A22-G2（IGBT A22的门极驱动）；A22-E2（IGBT A22辅助发射极）。
1.1.5接触器控制
通过对接触器的控制，系统实现了软开关功能，接触器的控制线通过端子X13送到接触器线包：V24-1-K1接触器K1的控制线，接触器线包的控制电压通过控制板上的继电器K121的常开接点接到V24-1上；V24-1-K2接触器K2的控制线，接触器线包的控制电压通过控制板上的继电器K122的常开接点接到V24-1上；V24-2接到两个接触器K1、K2线包的另一端（线包电压为48V）。
1.1.6光纤接口
光纤分为输入和输出。分别用于控制指令的接收和数据信号的回传。其中光接收端子为：A101和A111；光发射端子为：A102和A112。
1.1.7串行接口
RS232串行接口用于连接外部终端，通过该接口可对模块进行测试。232驱动采用MAX232芯片，串口通过DB25端子与外部设备进行连接。端子号为：X29。
1.2硬件描述
1.2.1控制逻辑
由于该模块使用16位单片机80C196KC和可编程逻辑芯片EPM5128实现对模块的数字控制，使得控制功能具有很高的灵活性，并且可以根据新的要求不断对单片机或可编程芯片进行升级。下图所示为中央控制逻辑方框图。可编程逻辑芯片采用Altera EPM7160，它可实现多达60个的TTL或CMOS逻辑门的功能；微控制器采用Intel公司的80C196KC,是一个16位的CPU，带有一个8个通道10位模数转换器和数字I/O端口。功率模块模拟量（如电压、电流等测量信号）通过A/D转换器获得，低速监测和控制功能（如保险监测、接触器控制等）由数字I/O端口执行，由于微控制器控制系统对于某些高速的控制功能（如IGBT-A*、IGBT-B*）来说速度太低，所以系统所需的各种高速功能都综合在一起由可编程逻辑芯片EPM7160实现，与系统安全有关的各种控制功能，也是使用可编程逻辑芯片由纯硬件来实现，这样可确保各项保护的实时性。
1.2.2 IGBT 控制
IGBT控制逻辑线路也是由可编程逻辑芯片EPM7160实现的，微控制器通过对可编程逻辑芯片允许逻辑的控制，来实现对各种控制功能的封锁；同时有一条硬件的允许线用来实现快速封锁功能（例如在过流时）。控制系统也检测有关最小开关周期时间和最大开关周期时间，以及可能发生的延长，如果发生上述情况就会传送给微控制器。
1.2.3电压测量
电容上的电压是由微控制器进行测量的，测量线路由分压器、放大器、装换开关和低通滤波器组成。
输入的电压测量范围是800V。分压器采用6个150K的串联电阻与5.62K的电阻组成。800V对应分压器的输出电压为4.96V。为了测量负电压，10HZ低通滤波器A11为同相放大，A12为反相放大器。当处于小电压的试验模式（TEST）时，输入放大器可以切换放大系数1为放大系数20。功率模块的输出电压同电容电压的测量电路基本一致，也是由微控制器进行测量的，不同的是使用了比较器对输出电压进行检查。比较结果作为模块输出电压范围的信息，被送到可编程逻辑芯片EPM5128。电源电压的测量采用间接手段实现，实际测量的是控制系统的供电电压（AC48V）。电源电压是通过功率模块辅助变压器的变比计算得出的，为了确保测量结果不受负载变化的影响，使用一个单独的整流器，整流后的输出电压通过一个分压器分压，送入一个低通滤波器后，送入微控制器。控制系统的电源电压是由测量电压的和来实现的，如果缺少一个电压或电压超出允许偏差范围，微控制器会立即发现。功率模块输出电流是通过电流互感器LEM变换来测量的。该互感器的电流变比是1：1000。通过不同的运算可以获得IGBT电流、模块输出电流，并通过比较器得到一个过流信号I-MAX。电流互感器次级输出的电流信号经滤波后，送入微控制器。输入放大器与前面提到的相同，增益可以变化。当处于小电压的试验模式时，输入放大器可以切换放大系数1为放大系数10。模块的过流保护信号也取自电流互感器的次级输出，比较器的参考电位通过微控制器的PWM输出产生，经低通滤波后还原为直流电位，可以通过软件调节从0到200A的电流门限值（ECAM中的I-MAX：60A）。IGBT的电流测量，是通过将电流测量信号与IGBT的控制信号（IGBT-DR-A）相乘，经过10HZ低通滤波器后，其结果是半个模块的负载电流平均值；由于我们可以假定负载是对称的，所以可以设想另半个模块的负载电流也是相同的。
2IGBT驱动器
IGBT和MOSFET器件一样都是电压控制元件，模块上使用的控制电压是±15V。由于2个IGBT控制的模块电压都对地悬浮（在电容电压上），所以同驱动器电源和控制信号一样它们的驱动信号也需要进行绝缘隔离处理，IGBT驱动器和其它需要隔离的电路一起被集成在一个独立的模块内。此外，IGBT的饱和电压也被监测，当越限时IGBT将被关断，这种情况可能是由于过流引起的，因此这是一个非常简单但非常有效的过流触发方法，这个方法能够检测到IGBT的短路情况，并执行相应的触发。每个IGBT均由一个上图所示驱动器线驱动，除了分立元件外，其它所有线路元件都集成在一个单独的模块内。直流/直流转换器提供15V直流电压给驱动器和逻辑线路，IGBT门极激励信号太小可能会损坏器件，为了防止这种情况的发生，系统对15V电压进行了监测。同时IGBT的激励信号通过一个脉冲变压器进行隔离。饱和电压监测和直流电压监测功能被集成在控制逻辑中。故障信号通过光纤送回，在供电电压太低或饱和电压故障触发时，返回信号将被关断，否则将一直打开。模块上使用的门极驱动器是HD680，它是一个桥式电路，输出电压为15V，能够开断的峰值电流达8A。IGBT门极电阻为限流电阻，当使用东芝的IGBT时，门极电阻必须为5Ω。当使用西门子的IGBT时，门极电阻为3.3Ω。为了保证电阻偏差，可使用三个10Ω电阻并联方式，其中一个采用焊接跳线的方式加入，当使用西门子的IGBT时，这个跳线必须插入。
3结束语
