正弦波逆变电源精选(九篇)
第1篇：正弦波逆变电源范文
关键词: 全桥逆变，风光互补，正弦脉宽调制
[Abstract] wind energy and solar energy is the nature of renewable green energy, beautiful complementary sine wave inverter can put the two kinds of renewable energy power allocation, provide sine wave alternating current steady for the people. The article introduces the suitable for wind energy and solar energy complementary single-phase sine wave inverter hardware structure, working principle and the charge and discharge control design method.
[keyword] full bridge inverter, Wind-solar complementary, sinusoidal pulse width modulation
中图分类号：TM919文献标识码：A
一、风光互补型电源系统
（一）太阳能和风能在资源上的互补性：
太阳能是地球上一切能源的来源，风能是太阳能在地球表面的另外一种表现形式，太阳能与风能在时间上和地域上都有很强的互补性。图1.1为某地10月份的一天中太阳能和风能资源的分布。可以看出：白天太阳光最强时，风很小，晚上太阳落山后，光照很弱，地表温差变化大而风能加强；在夏季，太阳光强度大而风小，冬季，太阳光强度弱而风大。时间上的互补性使风光互补发电系统在资源上具有最佳的匹配性，风光互补发电系统是资源条件理想的独立电源系统。
图1.1 某地10月份风光互补资源图
（二）太阳能和风能在技术上的互补性
光电系统是利用光电板将太阳能转换成电能，然后通过控制器对蓄电池充电，最后通过逆变器对用电负荷供电的一套系统；风电系统是利用小型风力发电机，将风能转换成电能，然而通过控制器对蓄电池充电，最后通过逆变器对用电负荷供电的一套系统。他们都存在一个共同的缺陷，资源的不确定性导致发电与用电负荷的不平衡，两种系统都必须通过蓄电池储能才能稳定供电，而每天的发电量受天气的影响很大，会导致系统的蓄电池组长期处于亏电状态，这也是引起蓄电池组使用寿命降低的主要原因。
图1.2 风光互补电源系统
由于太阳能与风能的互补性强，风光互补发电系统在资源上弥补了风电和光电独立系统在资源上的缺陷。同时，风电和光电系统在蓄电池组和逆变环节是可以通用的，所以系统的造价可以降低，系统成本趋于合理。风光互补电源系统可以根据用户的用电负荷情况和资源条件进行系统容量的合理配置，既能保证供电的可靠性，又降低发电系统的成本。无论是怎样的环境和用电要求，风光互补发电系统都能做出最优化的系统设计方案来满足用户的要求。图1.2为基于MCU的风光互补电源系统结构简图。
二、风光互补型独立电源系统
（一）风光互补型独立电源系统的总体结构
一般小型户用风光互补独立电源系统由光电系统、风电系统、逆变系统、充放电控制系统等构成，如图2.1所示。
图2.1 风光互补电源系统框图
（二）风光互补正弦波逆变器吸收电路的设计
图2.2开关管截止电流吸收网络
在该电路中，开关管工作在截止状态的瞬间，为把存储时间减少到最低限度，一般采用加大反向门极电流的办法。但是如果Ig 过大，会造成发射结的雪崩，而损坏开关管。为了防止这种情况，可采用RC吸收回路。RC吸收回路并联在MOSFET的漏、源极（IGBT的集电极和发射极）之间，在开关管截止时给漏极分流，见图2.2。当Q截止时，电容C通过二极管VD1被充电到工作电源电压E；Q导通时，电容C通过电阻R放电。实际上，吸收回路消耗了一定量的功率，减轻了开关管的负担。如果没有吸收回路，这一部分功率就必须由开关管承担。在实际设计电路时，可用下面公式进行估算。在开关管Q截止时，其能量可用下式表示：
（2-1）
式中，Ic 为最大集电极电流（A）；Uce 为最大集电极-发射极电压（V）；tr 为集电极电压最大上升时间（s）；tf 为集电极电流最大下降时间（s）。由电容定义可求出：
（2-2）
由图2.2可知，电容C上的电压可以写成下式：
（2-3）
式中，ton 是开关管导通时间（这时C经过R放电）。
选取RC回路的参数值要保证以下条件：
1）在开关管截止时间（toff）内必须能使电容C充电到接近Uce 电压；
2）在开关管导通期间（ton）内必须能使电容C上的电荷经电阻R放完，所以应使表达式的值接近于1。
当ton =3RC时，，既可以认为经过3RC的延迟，电容C已基本上把电荷放完，R的取值可由决定。在开关管导通时，应把电容C通过开关管放电的电流限制在0.25A以下。
三、工频变压器的设计和平波电容器的选择
（一） 工频变压器的设计
工频变压器在风光互补正弦波逆变电源系统中起到升压和隔离的作用，它对逆变器的效率、工作可靠性和输出电气性能有着直接的影响，设计不合理会导致噪声、波形畸变、饱和等问题。
变压器变比的设定一般是按照逆变器直流侧输入电压最低值时也能保证输出达到所要求的最高值，而这时，逆变器工作在最大占空比上。取逆变器输入直流电压36V，输出为220V交流电压，设原、副边匝数分别为N1, N2，则变压器变比n为：
（3-1）
由于变压器的绕组内阻压降和前级滤波电感绕组压降，实际原、副边变比应比上述理论值小些，取：
（3-2）
（二） 直流侧平波电容器的选择
对于风光互补逆变器直流侧平波电容器的选择通常按C=（3～5）T/RL计算，其中，T为输入侧直流电压的脉动周期，RL为直流侧等效负载电阻，按本系统额定功率P=500W，电容上平均电压为VE=36V，则直流侧等效负载电阻：
（3-3）
若直流侧为交流电压(频率50Hz)经全波整流后的电压则，T = l 0 ms，则可得：
（3-4）
由于独立逆变时直流侧采用的是蓄电池电压，实际上，T应该小一些，则电容值也相应小一些，取：C≈6000μF，采用多个电解电容并联取值。
四、 风光互补正弦波逆变器的控制回路设计
本节主要讲风光互补逆变器的控制电路部分，主要内容包括：正弦波脉冲宽度调制（SPWM）信号生成电路的设计，功率开关管驱动电路的设计，辅助电源的设计和各种保护电路的设计。
（一）主回路功率开关管驱动电路的设计
由于正弦波脉冲宽度调制（SPWM）信号生成电路和辅助电源的设计，已经有较为成熟的设计电路，此处不做详细讲述。
对于主电路功率开关管MOSFET的驱动我们采用分立元件光电耦合隔离型驱动电路，隔离器件选用TOSHIBA公司生产的高速光耦TLP250，它包含一个GAALAS光发射二极管和一个集成光探测器，8脚双列封装结构，适合于IGBT或电力MOSFET栅极驱动电路。图4.1为TLP250的内部结构简图。
图4.1 TLP250内部结构简图
1．TLP250的使用特点（1）TLP250输出电流较小，对较大功率开关器件实施驱动时，需要外加功率放大电路。（2）由于流过MOSFET的电流是通过其它电路检测来完成的，而且仅仅检测流过MOSFET的电流，这就有可能对MOSFET的使用效率产生一定的影响，比如MOSFET在安全工作区时，有时出现的提前保护等。（3）要求控制电路和检测电路对于电流信号的响应要快，一般由过电流发生到MOSFET可靠关断应在10μS以内完成。（4）当过电流发生时，TLP250得到控制器发出的关断信号，对MOSFET的栅极施加一负电压，使MOSFET硬关断。造成了施加于MOSFET两端的电压升高很多，有时就可能造成MOSFET的击穿。（5）使用TLP250时应在管脚8和5间连接一个0.1μF的陶瓷电容来稳定高增益线性放大器的工作，提供的旁路作用失效会损坏开关性能，电容和光耦之间的引经长度不应超过1cm。
图4.2 主电路功率开关器件驱动电路
2．驱动原理如图4.2所示。当SPWM信号为低电平时，TLP250内部LED发光，推挽输出为高电平，三极管Q20导通Q24关断，则输出的驱动信号为正压信号；反之，三极管Q24导通Q20关断，输出的驱动信号在稳压管的作用下为反压关断信号。
（二）各种保护电路的设计
1. 过载保护
为了防止系统过载，设计了过载保护电路，即使输出短路，系统也能实现自动保护并锁定保护状态，过载保护指示灯(红色)亮起，直到负荷降低到规定限度以下，逆变器将会重新恢复工作。
2. 过压保护和欠压保护
1）过压保护 当蓄电池电压到达充电上界点时（36V上界点默认值为46.2V），控制器将自动进入浮充状态，此时观察到充电指示灯在闪亮，这个时候泄荷器将自动开启泄荷旁路，适量泄放多余的电量。待电压进入正常范围后，自动关闭过压泄荷旁路。。
2）欠压保护 逆变器工作过程中，如果蓄电池的电压逐步降低，当低于32.4V左右时，保护灯（红色）亮起，逆变器停止工作，蓄电池等待充电。
3.过热保护
当用电负荷较多、工作时间较长，或是气候炎热通风不良，逆变器温度升高到一定程度，温度警戒指示灯亮起，逆变器停止工作，并锁定保护状态。直到温度恢复到正常，再打开电源开关，逆变器自动恢复工作。
五、 风光互补智能充电控制
（一）充电控制原理
风光互补电源系统根据性能可分为充电状态、负载状态(放电状态)、保护状态。系统同时监测太阳能组件、风力发电机、负载和两组蓄电池的状况，在相应条件时，进入对应的状态。在每一状态中，系统不仅完成自身阶段的工作，还可根据用户需要设定相应的系统参数并显示系统状态。
（二）风光互补智能充电控制的软件实现
通过比较实用性和经济性，选择PIC16C711单片机，如图5.1所示，单片机PIC16C711通过第1路A/D接口RA0/AN0接电流采样信号，通过第2路A/D接口RA1/AN1接蓄电池采样电压信号，通过第4路A/D接口RA3/AN3接风机电压采样信号，根据检测结果实现风机泄荷和泄荷恢复的控制；实现对光伏阵列对蓄电池的过充和过充恢复的控制；也可实现对逆变输入直流电压的欠压和过压控制，并给出相应指示。单片机通过第3路A/D接口对温度进行检测，并根据检测结果适时修改蓄电池的充/放电保护点。用四个I/O口送外部扩展作显示与键盘操作控制，其中RB0/INT被设置成中断控制每50ms刷新LED显示。按键中断，轮寻检测电压、电流、温度状态，与阀值比较，判断进入相应的充电阶段，改变显示缓冲区内容，实现电池电压、充电电流、已充容量的显示切换。
图5.1 充电控制电路框图
第2篇：正弦波逆变电源范文
【关键词】脉宽调制（SPWM）；逆变；变频
1.引言
交流调速在电气传动系统中占据的地位日趋重要，交流电机的变频调速性能主要依赖于变频器电源性能的好坏，而脉宽调制技术又是变频调速的核心所在。在对变频电源的输出电压波形质量要求越来越高的同时，就需要逆变器输出波形不但要稳态精度高，还要动态性能好，才能满足变频的需求。正弦波脉宽调制的逆变器可使变频电路中的开关管损耗、可靠性及输出电压波形质量都得到改善，使电源技术更加成熟、经济、实用，实现高效率和高品质用电结合。
2.正弦波脉宽调制（SPWM）变频原理
正弦波脉宽调制（SPWM）变频器是将50Hz的工频交流电通过整流和逆变转换为频率可调的交流电源。这个过程若采用间接变频的方式，就是将工频电流通过整流器变成直流，然后再经过逆变器将直流变换为频率和电压可控的交流。SPWM逆变器是目前直流-交流（DC-AC）变换中最重要的变换技术。通过全控型器件作开关元件构成的正弦脉宽调制逆变器，可使装置的体积小、控制灵活、成本低。
（1）控制原理
在正弦波脉宽调制逆变器中，使用最多的是如图1所示的三相桥式逆变器。本图采用双极性控制方式。U、V、W三相的正弦波脉宽调制的控制共用一个三角波载波，三相的调制信号、和依次相差120?。U、V、W各相功率器件的控制规律相同，以U相为例来说明。当时，上桥臂导通，下桥臂关断，则U相相对于直流电源假想中点的输出电压=。当时，导通，关断，则=。和的驱动信号始终是互补的。当给（）加导通信号时，可能是（）导通，也可能是二极管（）续流导通，这要由阻感负载中电流的方向来决定。V相及W相的控制和U相相同。
图2所示为正弦波脉宽调制波形图。、和的PWM波形都只有两种电平。输出线电压PWM波由和0三种电平构成。负载相电压可由公式：
求得。可见负载相电压的PWM波由、和0共五种电平组成。
为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。
（2）谐波分析
SPWM调制后的信号中除了含有调制信号和频率很高的载波频率及载波倍频附近的频率分量之外，几乎不含其它谐波，特别是接近基波的低次谐波。因此，SPWM的开关频率越高，谐波含量越少，即载波频率越高，SPWM波越接近正弦波。如果在输出电压半个周期内开关器件开通和关断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，共有k个开关时刻可以控制，除去用一个自由度来控制基波幅值外，可以消去k-1个频率的特定谐波。
以三相桥式PWM型逆变电路中的波形为例。在输出电压的半个周期内，器件开通和关断各3次（不包括0和π时刻），共有6个开关时刻可以控制。为了消除偶次谐波，应使波形正负两半周期镜对称。为了消除谐波中的余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以p/2为轴线对称。同时消除偶次谐波和余弦项的波形称为四分之一周期对称波形，这种波形可用傅里叶级数表示为：
在一个周期内的12个开关时刻（不包括0和p时刻）中，能够独立控制的只有、和共3个时刻，该波形的为：
在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，因此通常可以考虑消去5次和7次谐波，根据需要确定基波分量的值，再令和等于0，就可以建立三个方程，联立可求得、和。
这样可以消去两种特定频率的谐波，对于给定的基波幅值，求解上述方程可得一组、和，基波幅值改变时，、和也相应地改变。
在实际电路中，由于采样时刻的误差以及为避免同一相上下桥臂直通而设置的死区的影响，谐波的分布情况将更为复杂，谐波含量比理想条件下要多一些，甚至还会出现少量的低次谐波。一般情况下这些谐波是很容易滤除的。
但是，SPWM的载波频率除了受功率器件的允许开关频率制约外，开关器件工作频率提高，开关损耗和换流损耗会随之增加。另外，开关瞬间电压或电流的急剧变化形成很大的du/dt或di/dt，会产生强的电磁干扰，还会在线路和器件的分布电容和电感上引起冲击电流和尖峰电压。这些必须通过保护电路加以抑制。
3.仿真建模与分析
利用MATLAB7.0/Simulink搭建如图3所示的正弦波脉宽调制变频电路仿真模型，主电路由直流电压源、IGBT逆变桥和负载等部分组成。IGBT变频桥通常是采用三对反并联的IGBT元件组成。为了使建模电路能更好地反映电网或工作中实际的电路，仿真模型中采用了线性变压器和功率负载。
设置相应的仿真参数后，运行仿真分析，得到如图4所示的仿真结果。图4中，示波器通道1显示的是直流电压波形；示波器通道2显示的是的波形；示波器通道3显示的是电压波形的波形；示波器通道4的波形为经过高频变压器变换后的线电压波形。通道4的波形接近正弦波，谐波影响比较小，波形输出电压和频率都做到了可调，其它波形与图2所示的调制波形也非常接近。可见正弦波脉宽调制变频电路具有斩波频率高、调节性能好及波形质量好等优点。这种交流作为交流电机供电电源时，交流电机动态特性好，调速方便、噪声小、干扰小。
4.结论
SPWM既可分别调频、调压，也可同时调频、调压，均由逆变器统一完成，仅有一个可控功率级，从而简化了电路结构，使装置的体积小、重量轻、造价低、可靠性高。输出频率和电压都在逆变器内控制和调节，其响应的速度取决于控制回路，而与直流回路的滤波参数无关，所以调节速度快，并且可使调节过程中频率和电压的配合同步，以获得好的动态性能。输出电压或电流波形接近正弦，从而减少了谐波分量。
参考文献
第3篇：正弦波逆变电源范文
关键词：DSP；TMS320F2812；SPWM；采样法；逆变电源
中图分类号：TN914 文献标识码：B
文章编号：1004373X(2008)0313103
Realization of Three―phase Voltage Source SPWM on TMS320F2812
YUAN Li1,LI Bin1,JIANG Zaifang2
(1.Faculty ofElectricalEngineeringandInformationTechnology,Hebei University of Science and Technology,Shijiazhuang,050054,China)
2.Faculty of Information Engineering and Automation,Kunming University of Science and Technology,Kunming,650224,China)
Abstract：The paper aims at the application of SPWM in the inverter power supply and introduces the method for generating SPWM waveform by using TMS320F2812 event manager.The flow chart,sound code and experimental results are provided.The dissymmetrical sampling algorithm and looking―up table are used.Experiment shows that the method can meet the control precision and the real―time.It can control the output voltage of the 115V/400 Hz inverter power supply.
Keywords：DSP;TMS320F2812;SPWM;sampling algorithm;inverter power supply
1 引 言
SPWM技术目前已经在实际中得到非常普遍的应用，尤其在逆变电路中的应用最为广泛，经过长期的发展，大致可分成电压SPWM、电流SPWM和电压空间矢量SPWM。其中电压和电流SPWM是从电源角度出发的SPWM,而电压空间矢量SPWM是从电动机角度出发的SPWM。
本文以400 Hz三相逆变电源的研发为依托，介绍利用TMS320F2812生成电压SPWM的技术。产生电压SPWM波的方法可分为硬件法和软件法两类，硬件法最实用的是采用专用集成电路，如SA4828,HEF4752,SLE4520等，软件法是使电路成本最低的方法，他通过实时计算来生成SPWM波，实时计算对控制器的运算速度要求非常高，高性能的DSP(数字信号处理器)无疑是能满足这一要求的性价比最理想的选择。
2 SPWM基本原理
PWM(Pulse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形。SPWM波形(Sinusoidal PWM)就是脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。
产生SPWM波的原理是：用一组等腰三角波与一个正弦波进行比较，其相交的时刻(即交点)作为开关管“开”或“关”的时刻，这组等腰三角形波称为载波，而正弦波称为调制波，如图1所示。正弦波的频率和幅值是可控制的，改变正弦波的频率，就可以改变电源输出电压的频率，改变正弦波的幅值，也就改变了正弦波与载波的交点，使输出脉冲系列的宽度发生变化，从而改变电源输出电压的大小。
图1 SPWM波生成方法
3 软件设计
3.1 TMS320F2812的事件管理器模块
TMS320F2812是TI公司推出的高速数字信号处理芯片，器件上集成了多种先进的外设，为电机及其他运动控制领域应用的实现提供了良好的平台，控制生成SPWM主要利用的是片上的事件管理器模块(EVA和EVB)，该模块具有以下主要功能：
(1) 5个独立的PWM输出，其中3个由比较单元产生，2个由通用定时器产生。另外还有3个由比较单元产生的PWM互补输出；
(2) 由比较单元产生的PWM死区可编程；
(3) 能够产生可编程的非对称、对称和空间矢量PWM波形；
(4) 比较寄存器和周期寄存器可自动装载，减少CPU的开销。
3.2 SPWM波的生成
3.2.1 总体思路
本文利用的是EVA模块，当定时器T1处于连续递增/递减计数模式时，计数寄存器(T1CNT)中的数值的变化轨迹就是等腰三角形，也就相当于产生了一系列的等腰三角形波，当比较寄存器(CMPRx，x=1,2,3)中的值与计数寄存器中的值相等时，对应的引脚(PWMx,x=1,2,3,4,5,6)上的电平就会发生跳变，从而输出一系列的等高的方波信号，如图2所示。至于输出的方波的宽度，就和比较寄存器中的值一一对应，因此，只要使比较寄存器中的值按正弦规律变化，就可以得到SPWM波形。
图2 在连续递增/递减模式下的PWM输出
3.2.2 算法分析
通过实时计算生成电压SPWM需要数学模型，建立数学模型的方法有多种，比如谐波消去法、等面积法、采样型SPWM法以及他们派生出来的各种方法。本文介绍的生成SPWM波采用的是不对称规则采样法，不对称规则采样法是用阶梯波去逼近正弦波，每个载波周期内采样两次，既在三角波的顶点对称轴位置采样，又在三角波的底点对称轴位置采样，由于这样采样所形成的阶梯波与三角波的交点不对称，故称其为不对称规则采样法，如图3所示。此法所形成的阶梯波与正弦波的逼近程度大大提高，所以谐波分量的幅值更小，在实际中得到了较多的应用。
图3中所示，Us是三角载波峰值,Tc是三角载波周期，t1和t2分别是两次采样时刻，他们决定了SPWM波上的“开”、“关”时间分别是ton1,toff1和ton2,toff2。根据三角形相似关系式推导可得：
式中M=UM/US,即正弦波峰值与三角波峰值之比，M称为调制度。N=fc/f=1/(Tcf)，即三角波频率fc与正弦波频率f之比，N称为载波比。k为偶数时代表顶点采样，k为奇数时代表底点采样。以上是生成单相SPWM波的数学模型，要生成三相SPWM波，必须使用三条正弦波和同一条三角波求交点，三相正弦波依次相差120°，所以在顶点采样时三相的脉宽分别是：
图3 不对称规则采样法生成SPWM波
3.2.3 程序流程图
程序有主程序和定时器下溢中断子程序组成，主程序是一个无限循环结构，他的主要工作是系统的初始化,根据中断子程序中给出的比较寄存器的值生成SPWM波。流程图如图4所示。中断子程序的主要功能是计算比较寄存器的值，流程图如图5所示。
3.2.4 程序编写
本例程的载波频率为12 kHz,调制波频率为400 Hz,DSP时钟频率为150 MHz，载波周期Tc=1/(12×150×109)=12 388个计数周期。
主程序：
void main(void)
{ //step1:初始化系统控制寄存器，PLL，看门狗，时钟等
InitSysCtrl();
EALLOW;
GpioMuxRegs.GPAMUX.all=0x003F;//使能PWM输出的引脚
EDIS;
DINT;
IER=0x0000;
IFR=0x0000;//禁止和清除所有CPU中断
InitPieCtrl() ;//初始化Pie控制寄存器位默认状态
InitPieVectTable();//初始化PIE中断向量表vector table;
InitPeripherals();
//step2:设置EVA的各寄存器
EvaRegs.T1PR=(int)(TC/2);//6194个计数周期，即0X1832
EvaRegs.T1CNT=0X0000;
EvaRegs.CMPR1=(int)(TC/2);
EvaRegs.CMPR2=(int)(TC/2);
EvaRegs.CMPR3=(int)(TC/2);
EvaRegs.ACTRA.all=0x0666;//1,3,5高有效。2，4，6低有效
EvaRegs.DBTCONA.all=0X0FF8;//死区时间1.6微秒
CONA.all=0XAA00;//使能比较，下溢重载
EvaRegs.T1CON.all=0X0842;//连续增减计数模式
//设置中断：
EvaRegs.EVAIFRA.all=0XFFFF;
EvaRegs.EVAIFRB.all=0XFFFF;
EvaRegs.EVAIFRC.all=0XFFFF;//清EVA所有中断标志位
EvaRegs.EVAIMRA.all=0X0200;
EvaRegs.EVAIMRB.all=0X0000;
EvaRegs.EVAIMRC.all=0X0000;
EALLOW;//更新中断向量
PieVectTable.T1UFINT=&T1UFINT_IS;
EDIS;
IER |= M_INT2;
PieCtrl.PIEIER2.bit.INTx6=1;//开2.6级定时器1下溢中断
EINT;
ERTM;
for(;;);
}
中断子程序主要是计算功能，按图5所示的流程图一步步编写即可，程序不再列出。至于在计算中用到的正弦sin值，为了保证控制的实时性，最好把用到的sin值事先计算出来做成一个数组放在DSP的数据存储器中，存放位置及长度需在.cmd文件中进行设置。
图4 主程序流程图
图5 定时器下溢中断子程序流程图
4 实验结果
按照以上思路编写出的软件经过调试编译，运行良好，SPWM波形正常，如图6(a)、图6(b)所示。脱离仿真环境后和逆变电路连接在一起，驱动IGBT工作，逆变出的三相正弦波波形良好。
图6 实验结果
5 结 语
利用此方法由TMS320F2812生成的SPWM波已经在400 Hz/115 V的逆变电源中应用，电源运行正常,输出的电压频率幅值都在允许范围内。结果证明该方法的准确性高，完全可行，尤其在变频变压电源的控制中有很好的应用。
参考文献
[1]王晓明，王玲.电动机的DSP控制―TI公司DSP应用[M].北京：北京航空航天大学出版社，2004.
第4篇：正弦波逆变电源范文
【关键词】DSP；UPS；锁相
Abstract：In order to avoid a big impact on load when the UPS inverter switching，UPS inverter’s output voltage must be consistent with the grid voltage in frequency and phase.Fast and reliable software phase-locked tracking technology can accurately provide the standard sinusoidal voltage for the digital inverter with the same frequency and phase to the grid voltage.This paper mainly discusses the phase-locked technology of full digital UPS based on TMS320LF2407.
Key words：DSP；UPS；phase-locked
1.引言
UPS，不间断电源，是指在市电正常或故障情况下均可为负载提供可靠、稳定的电源形式。多用于在一些关键性的负载如计算机机房、医院等场合，为负载提供了最多的电源故障保护。然而传统的在线UPS有多个功率部分和模拟控制器，是一个非常复杂、昂贵的系统。因此，适合现代科技发展的高质量、高可靠性全数字UPS（不间断电源）的研究就成为人们十分关注的课题。数字化控制以控制简单、灵活，输出性能更加稳定，可以实现模拟控制所难以达到的功能等诸多优势成为电源研究领域的一大热点。随着微电子技术的发展，为电力电子提供了越来越多的解决方案，使UPS电源的全数字制、各种先进控制策略的引入逐步成为现实。
本文主要讨论在基于TMS320LF2407数字化控制平台的UPS中的关键技术之一--锁相控制技术。
2.锁相意义
不间断电源工作过程中存在两次切换：一是电源启动时由旁路向负载供电，逆变器空载运行，同时启动锁相功能，调整逆变输出跟踪电网频率和相位，当逆变输出跟踪上电网频率时切换至逆变器为负载供电；二是当逆变电路发生故障，或者当负载有冲击性（例如启动负载时）或过载时，控制系统将封锁PWM输出停止逆变器对负载的供电，同时接通旁路开关，由电网直接向负载供电[1]。
为有效保证逆变旁路切换过程不对负载产生过大的冲击，UPS逆变输出电压必须与电网电压的频率及相位保持一致。因此，UPS系统引入了锁相控制技术，软件锁相技术是数字化UPS的重要环节之一。快速可靠的软件锁相跟踪技术可以准确地为逆变器数字化控制提供与电网电压同频同相的标准电压参考正弦波。
3.锁相环基本原理
锁相环是一个闭环的相位控制系统，能够自动跟踪输入信号的频率和相位[2]。它由相位比较器、低通滤波器、压控振荡器三部分组成，其控制框图见图1。
其工作原理为：将压控振荡器的输出信号uo（t）与电网的采样信号ui（t）两路频率与相位不同的信号送入相位比较器，生成的误差信号ue（t）的幅度与uo（t）和ui（t）信号的相位差成正比。ue（t）经低通滤波器处理后将向外送出一个相当于ue（t）信号的平均值的控制电压信号uc（t），压控振荡器在信号uc（t）的控制下将调整输出电压信号uo（t）的频率和相位，从而使uo（t）与ui（t）两路信号的频率和相位差逐渐减小。
4.在线式UPS的锁相控制技术
根据单相UPS逆变器的控制电路产成SPWM波方式的不同，实现UPS的锁相控制方法有很大区别，下面分别讨论。
4.1 在线式UPS的模拟锁相控制技术
传统的在线式UPS电源，其锁相控制原理框图如图2所示[3]。当供电正常时，电网电压检测电路输出高电平，50Hz电网电压经波形变换电路被转换成周期为20ms的单极性“倒置全波整流”信号，再送到模拟开关1的输入端，经过模拟开关2后产生一串电网电压同步跟踪信号。由于变频器的输出信号是周期为20ms的同步捕捉信号，因此加在多谐振荡器控制端上的电网同步跟踪信号可对高频振荡器的高频输出脉冲进行相位调整，以确保正弦波发生器输出50Hz的基准正弦波。经过锁相同步电路，即“锁相环”，该正弦波总是与电网电压处于同频同相的同步跟踪状态。当供电异常时，则由多谐振荡器产生本振频率为20kHz的信号，经分频器输出500Hz的脉冲序列，然后经正弦波发生器产生稳频的50Hz标准正弦波。
传统的正弦波信号发生器采用反馈振荡电路，利用电路的自激振荡和选频作用输出正弦波，但是低频模拟振荡器有一个缺点：受电压和温度的影响大，输出信号的频率和幅度稳定性差，很难达到作为交流基准的要求；而且完全用模拟器件使得控制电路结构相当复杂，不便于生产，难以调试[4]。
4.2 在线式UPS的数字锁相控制技术
在线式UPS的数字锁相控制技术中采用微处理器作为核心控制芯片，并采用软件实现相位锁存的方法，其电路一般由以下几部分组成：交流电压互感器，精密整流电路，过零比较器，低通滤波器，反相器，模拟切换开关及微处理器.其电路组成框图见图3。
该电路工作原理为：电网交流电压经过电压互感器隔离降压成为与电网电压同频同相的低压交流信号，一路经过精密整流电路成为正极性的半波直流电压信号，通过微处理器内部的A/D转换器，测得电压的幅值；另一路经过电压过零比较器输出交流信号的正负极性，经过I/O口进入单片机，这样就可测得外部交流电压的实时波形数据，在将采集的波形数字序列经过D/A转换，即可以输出正弦波。由于电网电压中含有大量谐波成分，经电压互感器采集的交流电压信号并不是纯净的正弦波，所以采用直接输出方式产生的波形并不是稳定纯净的正弦波。
因此，在PWM输出后加入数字低通滤波器以滤除高频谐波成分，从而保证输出电压的稳定性和纯净度[5]。
其具体实现过程是：首先，用数字序列调制单片机内部的PWM脉宽调制电路，使之产生的脉冲方波宽度正比于信号幅度，如果微处理器采用20MHz晶振，PWM输出为8位分辨率时，输出方波的最高频率为78KHz，所以在PWM输出端加一个积分常数很小的RC低通滤波器就可以得到很平滑的半波输出波形，低通滤波器造成的相位延迟可以忽略不计。该信号一路直接送到模拟开关，另一路送到反相电路成为负极性的半波电压信号，再送到模拟开关，这正负极性两路电压信号经过单片机控制的模拟开关切换，就输出与外部电网相位同步的正弦波信号。当电网出现故障时，微处理器将读取其存储器中储存的标准50Hz正弦波序列以控制逆变输出。
4.3 在线式UPS的软件锁相控制技术
随着微电子技术的发展，出现了许多性价比高的用于电机控制的专用微处理器，微处理器内部集成了PWM波产生电路，可以通过软件编程来改变PWM波输出频率。UPS中的软件锁相控制就是基于此类微处理器，以程序计算方式来实现。其软件实现的方式有两种。一种是需要对市电电压和逆变输出电压两路信号进行滤波整形，变换为与其同频率的方波信号，通过微处理器的捕获引脚捕获方波上升沿的跳变，由捕获值来计算频率及相位差，以此调整输出SPWM波的频率，使得两路信号的频率与相位保持一致，其锁相同步控制原理框图如图4所示。另一种方法只需对市电电压进行方波变换，在对市电变换方波的捕获中断中，通过判断SPWM输出波的相位相对于市电相位的超前或滞后，通过改变SPWM定时器周期值来调整SPWM波下周期的输出频率，从而实现频率跟踪[38]。两种方法的共同之处是：都事先设定电网电压频率为50Hz，根据SPWM载波频率将每个电压周期分为N等份（当载波频率为78KHz时，N=150），将对应时刻的正弦值制作成表存在微处理器的存储器中，保持每SPWM周期输出序列个数N值不变，调整载波频率实现对输出电压频率的调整；它们的实现过程都依赖于两个中断，一个是SPWM载波周期定时器中断，一个是捕获中断（可通过设置捕获中断方式使得捕获中断发生在正弦波周期的零相位时刻）。
由于两种方法都是通过调整SPWM频率实现逆变输出对市电电压的锁相，稳态时其跟踪精度较高，但动态性能不好，锁相环启动时的跟踪调整速度较慢，因此同步响应速度有待提高，且需进一步增强同步的抗干扰和容错能力[6]。
5.结论
本文所研究的基于TMS320LF2407数字化控制平台的UPS的软件锁相技术，锁相精度高，易于实现，可以很好地满足不间断电源的锁相技术要求。
参考文献
[1]林新春，康勇，熊建等.UPS逆变电源波形补偿技术研究[J].电气传动，2002.
[2]单鸿涛.陈息坤.康勇，鹿婷.一种新型实用数字化并联UPS系统[J].电气应用，2005.
[3]祁亚萍，戴瑜兴.基于DSP的数字化UPS锁相设计[J].低压电器，2004.
[4]BusoS.Robust.Control of Single Phase UPS.IEEE And electrConf，2004，19：825-831.
[5]Malesani L，Mattavelli P，Buso S.Robust Dead-beat Current Control for PWM Rectifiers and Active Filters.IEEE Trans Ind Application，2005，35：613-620.
第5篇：正弦波逆变电源范文
关键词：中高压变频器；逆变器；SPWM；谐波
一、级联型中高压变频器的控制方法
由于级联型中高压变频器都是由低压单元串联组成，因此，低压的一些控制方法可以应用在级联型中高压变频器的场合中。基于载波的SPWM控制方法是最常用的多电平PWM控制方法之一，它是两电平SPWM技术在多电平中的直接拓展。由于中高压逆变器电路拓扑的复杂性和多样性，与两电平逆变器相比，其控制方法也更加多样化。本文主要研究基于载波的SPWM技术在级联型中高压变频器中的应用，其中载波相移SPWM技术、同步相移SPWM技术、消谐波技术和优化的PWM技术是针对传统级联型逆变器的控制方法，混合载波频率调制的SPWM技术是应用在混合级联型逆变器中。
(一)载波相移SPWM技术(CarrierPhaseShiftingSPWM—CPS—SPWM)
级联型逆变器是以电压型单相H-桥为基本单元。载波相移SPWM调制方法的基本原理是，对于由个单元H-桥组成的单相逆变器，各个单元H-桥都采用低开关频率的SPWM的调制方法，每个单元H-桥都采用同一个调制波，用个三角载波分别进行调制，各三角载波具有相同的频率和幅值，但相位依次相差固定的角度，从而使每个单元H-桥输出的SPWM脉冲错开一定的角度，等效开关频率大大增加，经过叠加后逆变器最终输出的波形是一个多电平的阶梯波，选择合适的相移角度就能使输出电压的谐波含量大幅度减少。利用相移SPWM技术进行调制的三相逆变器，三相正弦波依次相差120°，每相各单元载波的变化如上所述。
每个单元H-桥均采用SPWM调制，载波比为kc，载波频率为fc，采用不同的调制方法，输出电压波形也有差异。本文采用单极性调制，N个载波依次相移π/Nkc角度，N个SPWM脉冲错开一定的角度，等效载波频率为2Nfc，输出的相电压是2N1个电平的阶梯波，星型或三角形连接的三相变流器的输出线电压是4N＋1个电平的阶梯波。载波相移SPWM的原理示意图如图1-1所示。由5个单元H-桥组成的逆变器，载波n1用来调制第n个单元模块的一个桥臂（n=1,2,3,4,5）。
图1-1载波相移SPWM的原理示意图
在每个单元模块中，SPWM的控制方式常用单电压极性方式。对于单相全桥逆变电路，由于电路中含有两个桥臂，四只功率开关管，为实现单电压极性的SPWM切换，方式如下：
图1-2单电压极性切换逆变器的输出波形（N=10）
如图1-2所示，载波为全波三角波，正弦波大于三角波的部分，晶体管VT1导通，逆变器同一桥臂上下两个开关器件交替通断，处于互补的工作方式。UA0=US/2；小于部分，晶体管VT4导通，UA0=－US/2，每半个基波周期内加在负载上的电压方向不变，极性在“零”和“正”之间跳变。具体输出波形如图1-2所示，其中N=10,从图中可以看到UA0和UB0在一个基波周期内有10个矩形脉冲，UAB在一个基波周期内有20个脉冲,即在输出端的频率为开关频率的2倍，产生了倍频现象。
与双电压极性切换PWM逆变器相比，它能够在开关频率不变的情况下，使一个周期内正弦波包含的矩形脉冲数“加倍”，有利于减小谐波。若载波比为偶数，则低次谐波将出现在2ft的边带上。这是因为左桥臂的输出电压UA0和右桥臂的输出电压UB0相位角相差180度；N为偶数时，UA0和UB0在开关频率处的谐波分量相位相同，于是输出电压UAB＝UA0－UB0在开关频率处的谐波可以相互抵消，开关频率处的边带随之消失。
载波相移SPWM技术是专门针对级联型变换器提出的，它具有控制方法简单，电平阶数多，等效开关频率高，谐波含量小，传输带宽宽，控制线形度好的优点，是级联型变流器普遍采用的方法。
(二)同步相移SPWM技术(SynchronousCarrierPhaseShiftingSPWM–SCPSPWM)
这种方法同载波相移SPWM技术一样，具有电平阶数多，谐波含量小，等效开关频率提高到单元模块开关频率的2N倍，因此，输出波形也非常接近正弦波。相对于载波相移SPWM技术，同步相移SPWM的主要优点是计算方法非常简单，节约了大量的时间，且单元模块的程序易于实现统一化，可以很方便的应用于实际系统中。
同步相移SPWM的基本原理是，N个单元模块组成的单相逆变器，其调制波不是一个，而是有N个幅值和频率相同的调制波，这N个调制波同载波一样依次相移π/Nkc角度。这样每个单元模块的PWM脉冲完全一样，只是各个单元模块间依次错开固定的时间开始发波。因此，相对于载波相移SPWM技术而言，只需计算第一个PWM脉冲的采样值，依次错开固定时间后分别触发其它N-1个单元H-桥，不需要计算5个PWM脉冲的采样值，大大减少了计算量。由5个单元H-桥组成的单相级联型逆变器，图1-3是同步相移SPWM的原理示意图，载波n1用来调制第n个单元模块的一个桥臂（n=1,2,3,4,5），ABCDE五个正弦波分别是五个单元模块的调制波。
(三)多电平消谐波技术(Subharmonic—SHPWM)
SHPWM技术的基本原理是每相使用一个正弦调制波与几个三角载波进行比较，以一个n电平的逆变器为例，每相采用n-1个具有相同频率fc和相同峰值Am的三角载波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦调制波相比较，在正弦波与三角波相交的时刻，如果正弦波的幅值大于某个三角载波幅值，则开通相应得开关器件，反之，则关断该器件，为了使n-1个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布在零参考的正负两侧。对于一个n电平的逆变器，幅度调制比和调制度分别为：
ma=Am(n-1)Ac(1-1)
mf=fcfm(1-2)
图1-4多电平消谐波技术(SHPWM)原理示意图
根据载波相位的不同，SHPWM调制方法可以分为以下三种情况：1)所有载波自上而下相位交替反向和同相，称为APOD型；2)所有位于0以上的载波同相位，所有位于0以下的载波具有相反的相位，称为POD型；3)所有载波的相位相同，称为PD型。
第6篇：正弦波逆变电源范文
关键词：UPS；MC9S12XS128单片机；PID
引言
随着各个方面技术的发展，各行各业都会用到UPS不间断电源。文章的UPS逆变器总体设计方案如图1所示：由IGBT组成的三相桥式逆变电路作为逆变器的功率单元；由EXB841驱动芯片组成的驱动电路；为了让逆变器控制系统更加稳定，于是采用冗余设计：两套由飞思卡尔公司生产的MC9S12XS128的#1和#2组成的控制系统（两个互为备用）共用一套功率单元和驱动单元。逆变器输入来自蓄电池提供的直流电源，通过三相全控IGBT逆变桥，逆变器控制系统产生SPWM脉冲的控制下，然后由专门设计的隔离变压器（一次侧是Δ连接，二次测是星形连接）隔离，滤波后生成正恒定频率的弦交流电压输出。其中二极管是由快速晶闸管组成的静态开关，实现不间断供电的装置。
图1 逆变器总体设计方案
1 系统软件设计
文章用结构化的编程方法，程序由主程序和若干子程序模块构成，实现UPS逆变器控制软件，每个子程序模块的功能是相对独立的。主程序可以调用子程序模块实现对逆变器控制的功能。每个子程序模块完成一个功能，将它们结合在一起就可以实现整个装置的功能。它们包括初始化模块、数据采集模块、显示模块、SPWM脉宽调制波形生成模块、数据处理模块、稳压稳频模块、通信模块、保护模块。各自的作用如下：（1）显示模块实时显示UPS的输入和输出电流，电压和其他的状态信息，通过和键盘操作和合作。（2）数据采集模块就是对被测信号的不间断的循环采样，为单片机提供测量数据。（3）数据处理模块就是将数据采集模块采集到的数据进行计算分析，作为保护和控制模块的依据。（4）SPWM脉宽调制波形生成模块的功能是生成三相互补的SPWM波。（5）稳压稳频模块的功能是使用PID控制算法并结合MC9S12XS128微处理器波形发生器PWM模块的原理，从而实现逆变器输出电压和频率的稳定。（6）保护模块是根据程序给定的逻辑来判断UPS逆变装置是否发生故障，从而让单片机发出故障信号并采取相应的保护措施。UPS主电源装置与上位机的通信靠通信模块来实现。如图1所示为UPS逆变器的控制主程序流程图。
下面对以下两个方面进行详细的软件设计介绍：
1.1 SPWM波生成模块
MC9S12XS128单片机的PWM模块特点：它有8个独立的输出通道，并且通过编程可控制其输出波形的周期；每一个输出通道都有一个精确的计数器；每一个通道的PWM输出使能都可以由编程来控制；PWM输出波形的翻转控制可以通过编程来实现；周期和脉宽可以被双缓冲。当通道关闭或PWM计数器为0时，改变周期和脉宽才起作用；8字节或16字节的通道协议；有4个时钟源可供选择（A、SA、B、SB），提供了一个宽范围的时钟频率；通过编程可以实现希望的时钟周期；具有遇到紧急情况关闭程序的功能；每一个通道都可以通过编程实现左对齐输出还是居中对齐输出。下面分析如何通过对单片机编程产生三相互补的SPWM波形。主要包括载波频率的选择和正弦函数表的建立。
（1）载波fc的选择。通常，PWM波形发生器的载波频率应该比调制波高很多倍，以确保低通滤波器的输出电平可以通过调制频率并且有效地抑制载波频率。然而，载波频率太高，则会降低PWM输出分辨率。在此设计中，调制频率为50Hz，选载波频率fc=2500Hz的，可见载波频率比调制频率高得多。
（2）正弦函数表的建立。正弦电压的建立是靠控制PWM波的占空比而形成的（要经过低通滤波），为此要准确知道一周期360°内的正弦值。程序中可采用在线计算的方法，也可采用查表的方法。这里采用查表法。根据正弦函数的反对称性，只须建立0°～180°的正弦函数表。每隔0.8°安排一项数据，每个数据占用2个字节，0°～180°内共450个字节。若U相指针为SIN_PTR，则V相和W相指针分别为SIN_PTR+240°、SIN_PTR+120°，数据表只包含450个字节，超过450个字节时指针又循环从头算起，即这里采用了循环数据表。当然，在软件中要确定各相的值的正负.波形发生器输出电压的幅值Uk的变化取决于PWM占空比的变化百分比，即调制深度。根据输出电压的幅值Uk和查表所得的正弦表值可计算出三相SPWM波形占空比的瞬态值：U_PH=MID±（Uk*SIN_VALUE）/10000，式中是U相的瞬态值。当在0°～180°之间时上面公式中取“+”，在180°360°之间取“-”。公式中除以10000在建立正弦函数表时己考虑进去了。初始化的内容有：PWM启动寄存器PWME、PWM时钟选择寄存器PWMCLK、PWM预分频寄存器PWMPRCLK、PWM极性选择寄存器PWMPOL、PWM波形对齐寄存器PWMCAE。
1.2 稳压稳频模块
UPS输出电压和频率与逆变器的直流输入电压和负载的变化而变化，我们需要保持一个稳定的UPS输出电压和频率。要逆变输出的电压和频率的稳定。通过负反馈回路实现电压调节功能，采用传统的PID算法、SPWM调制深度调整系数来实现频率的稳定。在图2中所示的调节子程序，可以实现稳定电压的功能，在图3中所示的调节子程序，可以实现稳定频率的功能。通过改变SPWM载波频率fc的周期数来实现。如图4所示为PID子程序流程图。
2 结束语
第7篇：正弦波逆变电源范文
关键词:逆变电源 脉宽调制 SPWM
交变电源在供电电源产生波动或负载发生变化时仍能使输出电压(或电流)保持恒定,在工业领域中,被广泛用于半导体器件、材料参数测量、低压电器性能测试、仪器供电等场合。交变电源质量的好坏直接影响着检测结果的准确性,有时更可能造成安全上的隐患。传统逆变式交变电源的波形质量和控制精度不高，无法满足面向测试的应用场合。基于PWM方式的 逆变电源由于通过高频载波对正弦波进行调制，输出波形叠加了与载波相关的谐波分量，同时为防止逆变桥直通短路而设置的死区也对输出波形质量产生影响,一般PWM调制式逆变电源的失真度较高(阻性负载下3%左右)。逆变电源虽然出现时间不长,但发展迅速,是一种更新换代的革命性电源。在新理论、新技术的指导以及新器件、新材料的支撑下,逆变电源无论是可靠性还是性价比,以及高效节能方面,都拥有较大优势,有着广泛的市场和发展前景。但传统逆变式交变电源的波形质量和控制精度不高，无法满足面向测试的应用场合。
1、线性放大式电源
线性电源主回路的工作过程是输入电源先经预稳压电路进行初步交流稳压后,通过主工作变压器隔离整流变换成直流电源,再经过控制电路和单片微处理控制器的智能控制下对线性调整元件进行精细调节,使之输出高精度的直流电压源。国内面向测试的电源(含恒压输出和恒流输出)为满足波形失真度和输出精度要求基本上以线性放大(变频)或调压器(工频)方式实现，效率约在30%-40%。
目前国内的交变电源市场，基本上由国外与我国台湾地区的品牌主导，如美国的Elger、日本的Kikusui(菊水)、台湾的 ACPower(艾普斯)、Extech(华仪)、AllPower、Chroma(致茂)等品牌。国内的电源公司，在产品上大多以仿制台湾公司产品为主。面向测试的交变电源，对电源的输出品质要求较高，一般要求稳压精度要达到0.1%，总谐波失真度(THD)要小于1%。现在市面上常见满足性能要求的交变电源，功率大都在1KVA以下，在功率放大上还是采用线性推挽放大方式，如华仪的6100,6200系列，艾普斯的AFC系列等[1]。
线性电源的主要特点就是功率器件工作在放大状态，具有稳定度高、可靠性好、成本低等优点，但是效率低、笨重和体积大的缺点。只能做中、小功率的电源。
2、脉宽调制逆变式交变电源
高频开关电源是一个能量转换器，作为电源的功率器件工作在开关状态（开关管、电感、高频变压器、电容、整流二极管）－开或关状态，其特点是频率高、功耗低、工作效率高、体积小、输入范围宽通过闭环系统调节，使输出电压保持稳定。开关电源交流输入电压范围比较宽，可以从几十伏到上千伏。就目前而言，开关电源的控制方式有两种：脉宽调制和频率调制，脉宽调制方式比较常见[2]。
脉宽调制技术是用一种参考波为调制波,以N倍于调制波频率的三角波为载波进行波形比较，由于载波三角波的上下款度是线性变化的在调制波大于载波的部分产生一组幅值相等，而宽度正比于调制波的矩形脉冲序列用来等效调制波，用开关量取代模拟量，并通过对逆变电源开关管的通/断控制，把直流电变成交流电。而基于脉宽调制(PWM)的逆变式交变电源效率可达75%以上。
但基于脉宽调制方式的逆变电源由于通过高频载波对正弦波进行调制，输出波形叠加了与载波相关的谐波分量，同时为防止逆变桥直通短路而设置的死区也对输出波形质量产生影响,一般PWM调制式开关电源的失真度较高(阻性负载下3%左右)。由于交变电源大多还是采用模拟调制与控制的方法(基准正弦波与三角波的比较产生SPWM波、运算放大器组成PID调节器)，很难在输出波形上有较大的改善，特别是当负载变动，接非线性负载引起的波形质量的下降将无能为力。因此将PWM脉宽调制技术引入交变电源领域需要研究新的数字化控制平台和研究新的波形控制算法。
3、SPWM逆变式交变电源
SPWM正弦脉宽调制法是调制波为正弦波，载波为三角波或锯齿波的一种脉宽调制法，正弦波逆变电源利用SPWM 技术对正弦波逆变电源的频率和幅值进行控制调节[3]。电路主要由：逆变主电路、控制电路、驱动电路、滤波电路等组成。直流信号输入供给逆变电路，逆变电路在驱动信号作用下将整流滤波后的直流信号变成某一幅值、频率的交流信号，再经滤波后供给负载。采到的输出电压经过转换后送给处理器，对采样信号采取一定的控制算法处理后输出修正的SPWM控制信号，使输出电压稳定在所设定的期望值上。
4、数字化逆变电源
在交变电源领域应用PWM调制技术需要引入数字化控制方法，数字化控制是先进控制算法的实现基础。目前在电源数字控制策略上,常见的有以下几个方法[4]：PID控制、无差拍控制、滑模变结构控制、模糊控制、重复控制等。其中瞬时电压反馈PID控制、瞬时电流反馈PID控制及重复控制技术研究较多，并已进入实用化阶段。美国APC、日本三菱、法国梅兰日兰、东芝、SIEMENS、PWOER WARE、APC等已推出品质要求不高的数字化逆变电源产品。
无差拍控制是一种基于电路方程的控制方式，它利用状态反馈实现零点和极点的对消，并配置另一个极点于原点，输出电压理论值接近于参考电源、由负载变化和非线性负载引起的输出电压误差可在一个开关周期内得到校正。但是对数据的运算速度要求很高，另外由于无差拍控制的鲁棒性差，计算量更大且算法复杂，很难实现。
在交变电源领域，美国的Elger公司产品已具有并联功能，通过使用该公司的定制并联柜，可以具备一定能力的并联功能，事实上该公司的并联形式，还是通过简单的公共并机控制母板来实现，与真正的无主从并机系统还有一定的距离。
常见的逆变电源并联控制策略有以下几种方法：有功、无功并联控制;电压、频率下垂控制;瞬时调制控制技术。瞬时调制控制技术由于其均流速度快，容易构成高可靠性的逆变电源并联系统，而成为研究热点。该控制技术要求在每个并联的模块单元的均流控制电路即时地获取“环流”信息，或者将本模块实际输出电流值和要求输出值的差异信息，提供给逆变电源模块单元的PWM输出控制系统，实时地调整输出电流的大小。由于瞬时调制技术的算法复杂性，使得有关它的研究还是停留在仿真和分析阶段，硬件实现有诸多速度瓶颈。
目前，国内在交变电源的研究中，基本上仍局限于算法的研究，许多算法由于没有合适的高速计算平台还处于模拟仿真阶段。
国际上许多研究机构都已开展了可重构计算的研究，德国Kaiserslautern大学开发的Kressarray是基于二维网格结构的动态可重构的硬件，对图像处理等应用效果好；美国卡耐基·梅隆大学的PipeRench是基于一维阵列结构的协处理器，用于基于流多媒体应用；美国华盛顿大学的RaPiD是基于一维阵列结构，主要用于规律性强的计算密集型算法；加州大学伯克利分校的Garp是基于查找表的二维网格结构可重构阵列， 主要对任务中的循环进行加速；我国在可重构技术方面的研究相对较少，目前已有中科院计算所、中科院微电子所、西北工业大学等科研机构开展了研究工作，但是公开发表的文献资料很少。
用FPGA硬件实现一些控制算法，把通用处理器中串行实现的程序，由硬件并行实现，其计算速度将呈数量级的提升。通过FPGA的动态可重构计算能使控制平台实现多个算法，在不同的应用场合做到自适应控制，自动根据不同的控制对象，找出最优控制算法。这种方案既大大加快了算法处理的速度，同时又使硬件规模和成本大大降低。
参考文献
[1]吕小涛.基于DSP的正弦波逆变电源研究[D].武汉理工大学,2009.
[2]武伟.高频逆变电源并联控制策略的研究[D].合肥工业大学,2009.
第8篇：正弦波逆变电源范文
关键词：太阳能光伏并网逆变系统
中图分类号：TK511 文献标识码：A 文章编号：
地球上的一切能源都来源于太阳能，太阳能是人类最重要的能源之一，太阳能对环境不会产生任何污染，且太阳能十分洁净，能源含量高。当前太阳能应用形式下，应用太阳能主要有以下三种形式，太阳能热能应用最基本的形式是光热转换，太阳能将水加热，加热后的水储存至水箱中，然后将所得热能应用于制冷、烹饪、采暖等方面，其他两种形式，像利用太阳能转换为电能，或将太阳能转化为化学能，应用层稍微窄一点。太阳能应用有诸多优点，太阳能储量是十分丰富的，我国太阳能在国内具有广泛分布，且在中国的诸多地域，资源都拥有较广泛的分布，太阳能资源利用极具经济性与清洁性，在我国资源利用中作用越来越大，且对人们生活的影响也越来越大。
太阳能光伏并网逆变系统的结构选择
光伏并网逆变器十分重视机器的转换效率，其转换效率也成为逆变器的重要技术指标。常见的逆变转换器有三种基本拓扑结构，即高频隔离两级逆变器、工频隔离单级逆变器与无隔离两级逆变器。高频隔离两级逆变器，其两级电路由逆变电路与推挽升压电路构成，这种电路结构促使逆变器的重量与机器的体积都大大降低了，也大大提高了变换的工作效率，使得变换效率显著提升，但是在此种电路类型中，电路元器件也比较多，使得工程消耗比较大，缺点是可能导致输入的范围不够宽。工频隔离单级逆变器的电路成本低且运行较为简单，逆变器要想使其容量增大，相应的重量与体积也会提升，造成更多能量的损失。无隔离两级逆变器，在不断的理论与实践的验证过程中，得出相应结论，其适合光伏发电系统中电路拓扑结构，但在此电路运行过程中，需要采用相应的保护措施保护其安全运行，促使电路控制更加稳定。
二、 太阳能光伏电网逆变器的控制策略
（一）PWM控制的基本原理
采用控制理论中包含一个重要的结论，形状不同、但冲量如果是相等的窄脉冲作用在具有惯性环节上，其在环节末输出响应的波形是基本一致的。利用傅立叶公式进行变换分析，发现其在低频处的作用效果几乎一致。但是其结果在高频段会有一些差异。此原理在应用过程中意义重大，亦称面积等效原理，在PWM控制技术中，此原理是重要的理论依据，在实际应用中，正弦半波能被等幅但是不等宽的脉冲所替代，将正弦半波分成N等分，将其看作连续相连脉冲构成的波形，脉冲的顶部是圆滑的曲线，不是常规所认为的直线，脉冲的宽度是相等的，但幅值不相等。用等幅不等宽的矩形脉冲替代脉冲序列，重合其正弦波部分与矩形脉冲中点，正弦波的面积与矩形脉冲的面积是相等的，得到所需的脉冲序列，由此形成PWM波形，矩形脉冲的脉冲宽度按照正弦规律的变化而变化，但各脉冲的幅值是一样的。
数字控制方式
由于受到集成电路水平的限制，在早期的逆变器元器件中一般采用模拟电路实现控制，利用模拟电路达到一系列的稳频效果。此技术在实践操作与应用中，已日趋成熟，但是在模拟过程中采用的分立元件过多，可致使系统的可靠性降低，出现维护困难的状况。单片机的广泛应用，促使逆变系统向数字化的方向发展，在数字化发展初期，由于数据存储空间小，存储能力有限，且实效性较低，在该种发展状况下，高速的数字信息处理器应运而生。高速信息处理器集成度较高，运行处理速度快，在数字控制领域的应用面越来越广，在此发展趋势下，也不断推动着电子控制技术向数字化的方向发展。由于电子控制技术的发展，数字信息处理器的处理速度与性能也处于不断完善的状态下，在之后的发展阶段，可操作的软件就可以直接实现对逆变器波形的调节与控制，软件控制推动数字化控制的发展速度，使得数字控制得以广泛运用。数字控制相较于其它控制类型，具有很多突出特点，数字控制的系统电路图结构较为简单，且系统效率较低，能提高系统控制力，促使系统维修简单方便，控制较为灵活，数字控制系统升级也较为容易，具有数据检测与自我诊断等功能，能大大提高设备的可靠性。
并网控制目标与策略
光伏并网系统能有效将太阳能电池板输出的直流电转换为正弦交流电，以此实现电网供电设备。并网光伏逆变器具有一定的控制目标，为实现逆变电路输出的交流电流稳定，输出高品质的正弦波，使得并网获取最大的工作效率，要求电网电压的电流与并网电流是同频且同相的。对光伏并网系统逆变器的控制，按控制类型与方式可以划分为以下几类，即对电压源电流的控制，对电压源电压的控制，对电流源电压的控制等，为实现基本控制，需要加大对电压与电流的控制力。保证在基本的运行情况下，维持系统稳定运行，在一些关键环节上，如果出现一些诸如锁相回路响应速度慢的状况，需要及时采取相应措施，保证控制的稳固性。在一般情况下，等级一样的电压源并联运行时运行状态是不佳的，电流控制逆变器的输出，需要重点控制逆变器的输出电流。并网控制的控制方式较为简单，且使用范围广泛，利用数字采样得到输出电流大小，以其有效值作为反馈量获取输出电压的相关信息，以此来作为控制电压大小的参考。多重的控制方法能保证控制的有效性，为实现并网控制，提高控制的效率与水平，需要确立并网控制的目标，并紧紧围绕控制目标，做好控制过程的相关工作，维持系统内部结构的稳定性，促使系统内部有效运行。
结语
本文介绍了太阳能光伏并网逆变系统的相关情况，提出了太阳能光伏并网逆变系统的结构选择以及系统控制的策略，希望能在当前技术应用的情况下，提高并网逆变系统的稳固性，促进太阳能应用往深度与广度方向发展。
参考文献
[1] 苏建徽，余世杰，赵为，等.硅太阳电池工程用数学模型[J].太阳能学报，2001（4）:409-412.
第9篇：正弦波逆变电源范文
1Simplorer软件
Simplorer是由Ansoft公司研发的一款可广泛用于多领域系统的高性能仿真软件［7］。Simplorer不像其他仿真软件那样只局限于某一技术领域问题（例如电路或控制器），而是提供了一个多工程领域的一体化仿真解决方案。该解决方案将多个精密设计、不同技术领域的仿真器集成于一体，包括电子线路、框图、高性能电机模型、数字及离散系统等，完全消除了不同物理领域之间进行复杂数学转换的过程，使不同工程领域的问题可以直接选择最适宜的建模语言进行建模和仿真［8］。Simplorer的数值积分采用欧拉法（Euler）和梯形法（Trapezoid）；电路方程的求解采用状态变量法，计算步长可变，仿真稳定快速。另外，Simplorer还有大量的元器件库和丰富的附加模型库可供选择［9］。在Simplorer中可以非常方便地利用AnsoftMaxwell软件、C／C＋＋等编程语言建立模型，兼容SPICE模型，并提供了IEEEVHDL－AMS建模与仿真功能。Simplorer也提供了联合仿真接口，包括Matlab／Simulink、MathCAD。这些联合仿真接口基于Simplorer的开放程序接口，能够灵活地对其他软件进行集成［10］。电力电子电路仿真主要使用BasicElements库中的Circuit、Tools、Blocks和Measurement子元件库（见图1），其中电力电子的主要器件如IGBT、MOS－FET、二极管等在SimplorerElements＼BasicEle－ments＼Circuit＼SemiconductorsSystemLevel中选取。本文以电力电子变换电路中应用比较广泛的三相桥式逆变电路为例来阐述Simplorer的应用。图1Simplorer元件库
2三相桥式逆变电路的Simplorer仿真
逆变电路是电力电子技术的四大主要电路之一。在已有的各种电源中，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变电路［11］。三相桥式PWM逆变电路是电力电子技术课程中非常重要的内容［12］，理解和掌握该电路的原理有助于正确设计实际的三相PWM逆变电路。但由于对该电路的分析、理解比较困难，在学习的过程中，如果不借助仿真手段，很难得到其复杂的动态变化的波形。笔者利用Simplorer仿真软件对三相桥式逆变电路进行了仿真建模，分析了由PWM控制的三相桥式逆变电路的工作状态及波形的情况，并与方波控制的三相桥式逆变电路进行了对比。
2．1三相桥式逆变电路的仿真
模型建立由PWM控制的三相桥式逆变电路的设计分为主电路和控制电路2部分。主电路是由1个直流电压源、3对功率开关器件和与其反并联的二极管组成（见图2），其中各相器件开始导电的角度依次相差120°。每一时刻都会有3个桥臂同时导通。该电路的控制方式有方波控制和PWM控制两种。其中PWM控制的控制信号是由3个互差120°的正弦波与高频三角载波进行比较得到的，其仿真模型如图3所示。将每路比较后所得到的结果再经过反相器，产生与原信号相反的控制信号，用生成的这6路PWM波分别控制图2上下桥臂IGBT的导通与关断，所生成的输出信号按序号连接到主电路相应序号的功率开关器件上。图2中V1的控制信号波形如图4所示。从图中可以看出，这种调制方法产生的PWM波已经包含了调制波的信息。在仿真中，选择欧拉算法，具体设置在Analysis／AddSolutionOption中，将TR选项卡中的Integra－tionMethod下的Integration设为Euler。3个正弦波发生器的延迟时间依次为0s、0．0066s和0．0133s。各参数设定如表1所示。
2．2仿真结果及分析利用仿真
模型所生成的负载相电压波形如图5（a）所示。可以看出，由PWM控制的三相逆变电路所得的相电压uUN的幅值约为148V，是直流电源Ud的2／3，幅值和变化规律与理论推导相符，实现了逆变的要求。由方波控制的U相输出相电压波形如图5（b）所示。对比可以看出，由PWM控制的电路所得的相电压要比方波控制的电路所得的电压更接近正弦波，且低次谐波含量少。这说明由PWM控制的逆变电路的逆变效果要更优越一些。利用仿真模型所生成的相电流i波形如图6所示，可以看出，由PWM控制的三相逆变电路所得到的是为较平滑的正弦波曲线（见图6（a）），而由方波控制的三相逆变电路得到如图6（b）所示的结果只有正弦波的趋势，但并不平滑。通过比较可以明显地看出，由三角波为载波、正弦波为调制波所得出的控制信号控制下的三相逆变电路，要比由方波控制得到的结果更接近所需要得到的波形。的可靠性，分别将2类仿真数据进行多样本秩和检验（Kruskal－WallisTest），结果如表9所示。结果表明，同一类别下的各组仿真数据，其分布位置的差异没有统计学意义，可以认为所有数据来自同一总体。由此可知，仿真算法具有较好的稳定性，基于仿真数据的实验课设计选题不存在显著的难易差别。
3结束语
