滤波电路的设计与仿真精选(九篇)

第1篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词：低通滤波器； 微带线； 平衡技术； 版图优化

中图分类号：TN71334文献标识码：A文章编号：1004373X(2012)04002702

Design of microstrip lowpass filter layout optimization based on balanc technology

PENG Yufeng, LIN Sihong, ZHANG Shuli, JIN Long

(College of Physics and Information Engineering, Henan Normal University, Xinxiang 453008, China)

Abstract： The discontinuity of the microstrip line structure makes reflection loss and insertion loss bigger, and affects the filter performance. In this paper, balancing method is used to enhance the lower characteristic impedance of the parallel filter branch to achieve the purpose of reducing the width of microstrip line, accordingly to balance the width of the filter and to optimize the simulation layout. Taking the design of a fivethorder Chebyshev microstrip lowpass filter as an example, its simulation results show that the internal reflection loss of the filter passband decreases from -9.566 dB to -15.837 dB and the insertion loss cuts down to 0.322 dB from 0.679 dB. Compared with directly adoptting Richards transform and microstrip lowpass filter designed by Kuroda rule, this method can shorten the design cycle of filter and make the filter performance satisfactory.

Keywords： lowpass filter; microstrip line; balancing technology

收稿日期：20110911微带滤波器是无线通信的重要部件。随着无线通信系统的发展，加速了微带滤波器的研究进程，发明许多Q值适中、重量轻、稳定性好的微带滤波器。计算机辅助设计软件的出现，使设计者在设计过程中避免繁杂的计算过程,提高复杂电路设计效率，缩短设计周期。设计者通常运用Richards变换与Kuroda规则设计微带低通滤波器［13］。该方法设计的滤波器在接头处会由于相邻耦合线线宽不同产生不连续性，使插入损耗较大，不满足一些射频通信的要求。为了解决此问题，采用电磁带隙结构与高低阻抗线结合的方法，改善了通带性能，但阻带性能变差，体积变大［4］。运用分形技术设计高低阻抗滤波器取得了一定的效果，但设计方法复杂，对于加工精度要求较高［5］。

本文提出一种采用平衡技术优化微带低通滤波器版图的方法，并以5节切比雪夫微带低通滤波器为例，通过在低特性阻抗并联传输线节点处再并联相同长度的微带线，修改两条微带线特性阻抗为原来的两倍达到优化版图的目的。原理图仿真和版图仿真均验证了该方法的可行性。该方法简单易行，只需使用ADS软件就能方便修改，并且可以用于带阻滤波器等其他微带结构的滤波器，具有良好的应用前景。

1平衡技术设计原理

使用Richards变换和Kuroda规则设计微带滤波器，所得串并联传输线长度理论上是相同的。选取各支节传输线长度l为截止频率下波长的1／8，由终端开路传输线阻抗分布表达式：Zin（l）=-jZ0tan β1(1)式中：传播常数β=2π／λ；Z0为特性阻抗。将l=λ／8带入式（1）可得：Zin（l）=-jZ0(2)若传输线长度l保持不变，使两条特性阻抗Z0相同长度l相等的终端开路传输线并联于同一点，则其输入阻抗会减半为Z0／2；反之，将两段并联终端开路传输线特性阻抗提高1倍并联于同一点且保持传输线长度l不变，则输入阻抗保持不变为Z0。

由以上推导可知，用平衡技术修改滤波器并联终端开路传输线不影响各节的输入阻抗。

2用Richards变换、Kuroda规则设计微带低通滤波器由于当频率较高时电感和电容应选的元件值过小，由于寄生参数的影响，如此小的电感和电容已经不能再使用集中参数元件并且工作波长与滤波器元件的物理尺寸相近，滤波器元件之间的距离不可忽视，需要考虑分布参数效应［67］。基于以上原因，设计者先设计出有电感、电容组成的集中参数滤波器，然后运用Richards变换和Kuroda规则转换为合适的微带滤波器结构。

本文设计的微带低通滤波器指标如下：

截止频率为f0=3 GHz，通带内波纹为0.5 dB，在2倍截止频率处具有不小于40 dB的带外衰减，输入/输出阻抗为50 Ω。基板厚度H=0.762 mm，基板相对介电常数Er=3.66，磁导率μ=1 H/M，金属电导率为5.88 mS/m，封装高度Hu=1.0+33 mm,金属层厚度T=0.035 mm。

通过计算选用5阶切比雪夫微带低通滤波器模型进行设计［8］。电路原理及其仿真结果如图1所示。

图1微带低通滤波器原理电路及仿真结果由图可以看出串联和并联的微带线长度均为λ／8，而宽度与特性阻抗大小相关。

由于原理图仿真是在理想条件下进行的，而实际的电路板需要考虑耦合和干扰等因素的影响。ADS版图仿真是采用矩量法进行电磁仿真，对版图的仿真结果更符合电路实际情况［8］。图1所示的滤波器原理图对应的版图结构及仿真结构如图2所示。

图2微带低通滤波器版图结构及仿真结果3用平衡技术设计微带低通滤波器

由于微带传输线的特性阻抗越高，传输线的宽度就越窄。反之，阻抗越低，宽度就越宽。从第2节中的滤波器原理图可看出，TL3和TL5两段并联的微带线，他们的宽度比较宽即特性阻抗偏大，使用平衡技术，在TL3并联点处再并联一根相同长度的终端开路微带线，将两根线的特性阻抗扩大为原来的2倍，并运用ADS软件中的LineCalc工具推算出线的宽度W。对于TL5用同样的方法设计。电路原理及仿真结果如图3所示。

图3改进后微带低通滤波器原理电路及仿真结果图3所示的滤波器原理图对应的版图结构及仿真结构如图4所示。

图4改进后微带低通滤波器版图结构及仿真结果由图1和图3的原理图仿真结果可以看出，优化前的反射损耗，插入损耗与优化后的数值几乎相同。这与使用平衡技术修改原理图后不改变原有滤波器阻抗的结论相一致。

由图2和图4的版图仿真结果可以看出，通带内反射损耗由-9.566 dB降低到-15.837 dB，插入损耗由0.679 dB降低到0.322 dB。

可以看出，运用平衡技术均衡微带低通滤波器微带线宽度后，使通带内反射损耗明显改善，插入损耗明显降低，达到了性能指标。证明了该方法的有效性。

4结语

第2篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词:ADS; 高度表; 电磁干扰; 行为级仿真

中图分类号:TN722.3 文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)09-0014-04

Behavioral Simulation and Analysis of Interfering Wireless Altimeter

by Airborne Shortwave Station

LI Shu-hua, GONG Bo, GAO Wei

(NAEI Qingdao Branch, Qingdao 266041, China)

Abstract: A behavioral level simulation of altimeter receiver is made with the advanced design system(ADS) software based on the result of EMI testing. The reason of EMI generation is judged by outputting frequency spetrum and the measure to solve the problem by adding an array filter is performed. The final EMC testing results show that the method to analyse EMI mechanism has a certain reference value for practical engineering projects.

Keywords: ADS; altimeter; EMI; behavioral level simulation

0 引 言

对某飞机平台加装新的短波电台后,出现了电磁干扰问题。具体表现为:在短波电台发射时,无线电高度表输出的高度数值发生变化,忽大忽小,严重时高度数值直接变为零。由于该高度信息同时还提供给机上其他交联设备,出现这种干扰会对整机的飞行性能产生严重影响,特别是在飞控系统自动工作状态下,高度信息的错误严重影响飞行安全。如何有效解决这种在现有飞机平台上加装新式机载电子设备所带来的电磁兼容性问题,已成为机载电子设备研制和装备过程中一个急需解决的课题。行为级仿真是基于电路部件或子系统顶层特征的提取,无须通过门级原理图描述电路,而是针对设计目标进行功能描述。仿真设计软件(Advanced Design System,ADS)安捷伦(Agilent)公司开发的一套功能强大的EDA 软件,可以模拟整个信号通路,具有强大的行为级仿真功能。通过对高度表接收机系统的谐波平衡仿真,可以清楚地查看输出功率的频谱成分,从而为分析电磁干扰形成的机理提供依据。

1 高度表的原理

无线电高度表组成框图如图1所示。如图2中实线非对称锯齿波作为调制信号的超高频调频信号,从发射组件信号源输出端,经功率分配器,输送到发射天线并向地平面方向辐射出去。从地平面反射的超高频信号输送到接收天线并经超高频频率滤波器、高频开关提供到混频器的一个输入端,同时发射机的部分功率作为本振信号经功率分配器输送到混频器的另一个输入端。在混频器中,反射信号和本振信号混频后输出差频信号。差频ΔF的大小与电波在空间通过的时间τ和调制参数有关,只要测得差频ΔF就可以知道飞机的即时高度。

图1 无线电高度表组成框图

差频ΔF的大小与电波在空间通过的时间τ和调制参数有关,它们之间的关系为:

ΔF=Δfτ/T(1)

这里

τ=2(HS+HJ)/C(2)

式中:HS为剩余高度,单位:m;HJ为即时高度,单位:m;C为无线电波传播速度,单位:m/s;Δf为频率调制信号频偏,单位:Hz;T为调制信号的工作行程持续时间,单位:s。

图2 调制频率为非对称锯齿波规律时的拍频频率图

2 短波电台对低频电缆的辐射耦合干扰

通过一系列电磁干扰状态试验分析可以得出,短波电台对高度表的干扰可归为两个途径:一是通过低频电缆进入收发机;二是通过接收天线和高频馈线进入收发机。通过电磁敏感度试验,可以确定主要的干扰途径是低频电缆。

首先对短波电台中低频电缆的辐射耦合干扰值进行计算。

短波电台天线指安装在飞机尾部的长度为l=1.1 m的垂直天线,到无线电高度表的距离r=1 m。短波电台通信频率设为16 MHz,功率为100 W,天线输入端电流I0=1.4 A。

经计算,在λl时,近场区和远场区的分界距离D1=λ/2π≈4.78 m,近场感应区和近场辐射区的分界距离D2=2π/λ≈0.21 m,即低频电缆所在位置为短波电台天线的近场辐射区。在这个区域,随着距离的增加储能迅速衰减,辐射功率密度按角度方向的分布随着辐射源距离的变化而变化。在近场区中可不考虑垂直天线辐射的方向性,且电场的幅度远比磁场幅度大,故只考虑电场辐射影响[1]。因此短波电台天线1 m距离处的辐射场强应为[2]:

E=kη4πrI0le=(2π/λ)η4πrI0λ2π

=42 V/m≈152 dBμV/m(3)

飞机蒙皮的场强衰减修正值M≈50 dB,低频电缆耦合衰减修正值N≈20 dB。将低频电缆作为接收天线,飞机蒙皮衰减量M和电缆耦合衰减量N作为接收天线的校准系数,则在短波电台辐射场强干扰下产生的耦合电压约为82 dBμV。在阻抗为50 Ω的情况下,考虑到dBm和dBμV的换算关系[3],有:

PdBm=UdBμV-107(4)

则低频电缆中的等效耦合功率约为-25 dBm。

3 高度表接收机系统的仿真

通过电磁干扰状态试验可以得知,只要短波电台通电工作,在整个频带范围2～30 MHz内均会对无线电高度表产生干扰。因此仿真时设定了电台中心频率16 MHz,采用上边带工作方式发射,并选定通频带范围内与中心频率间隔1 100 Hz,1 200 Hz和1 300 Hz的┤个频点(16 MHz+1 100 Hz,16 MHz+1 200 Hz,16 MHz+1 300 Hz),等效耦合功率均为-25 dBm。

3.1 接收机频带选择性仿真

在进行高度表接收机系统仿真之前,首先需要对接收机的频带选择性进行仿真,实质上是对低频放大器部件的频带选择性进行仿真。低频放大器部件的功能主要是放大拍频信号达到对拍频稳定电路正常工作所需要的数值,所包含器件的组成框图如图3所示。

图3 低频放大器部件组成框图

在ADS中建立仿真原理图如图4所示。

图4 频带选择性仿真原理图

从图5的仿真结果可以看出,接收机在频带选择中心频率处的最大增益大约是59 dB,这是由于考虑到了带通滤波器的插入损耗以及波纹、放大器的噪声等影响后的结果;-3 dB通频带略小于12 kHz,由于一般接收到的信息集中在离中心频率10 kHz的范围内,因此不会导致产生较大的失真。总之,对接收机频带选择性仿真符合设备的基本特性。

3.2 高度表接收机系统ADS仿真

无线电高度表接收机模型的参数如下:

(1) 工作频率范围是:4.2～4.4 GHz,仿真选定4.3 GHz;

(2) 发射机输出功率:大于等于80 mW,仿真选定100 mW(20 dBm);

(3) 拍频频率:30 kHz;

(4) 波阻抗:50 Ω;

(5) 抑制寄生调制幅度:大于等于28 dBm;

在ADS中建立无线电高度表接收机的行为级仿真模型,将由低频电缆进入的16 MHz+1 100 Hz,16 MHz+1 200 Hz,16 MHz+1 300 Hz三个频点干扰信号加入混频器中,如图6所示。

图5 接收机频带选择部分S(2,1)参数

图6 接收机系统的行为级原理图

仿真后的结果如图7所示。

图7 低频放大电路输出差频的仿真频谱图

如图7的仿真结果可以看出,输出的差频信号在受到短波电台通过低频电缆耦合进入混频器的干扰后,完全湮没在进入鉴频器部件的信号频率之中。如果没有短波电台的干扰,当飞机高度发生变化,低频放大电路输出的差频信号应该是ΔF+ΔF′,在鉴频器部件中将ΔF′转变成稳定的控制电压,进入调制器部件控制调制信号的工作行程持续时间T变化,使得ΔF′归零,从而通过计算调制信号的工作行程持续时间T来计算飞机高度。如果出现图7的仿真情况,那么进入鉴频器电路的差频信号频率不惟一,鉴频器输出的控制电压也不是稳定的,而是正负相交的瞬态电压,控制调制器部件中工作行程持续时间T的变化也是不稳定的,而且经高度计算电路部件计算的高度也是变化的,在表头上的指示则是高度指针产生摆动。

如果干扰信号进入混频器后,导致进入低频放大电路的拍频信号太小,即使经过放大后依然达不到鉴频器电路所能识别的最小电压值,此时相当于拍频信号为零。由式(1)和式(2)可知,在拍频信号为零时,高度表指示器指在零刻度。

3.3 低频电缆滤波器的仿真

在进行电磁干扰试验测试时,分析得出通过低频电缆进入收发机内部的干扰信息不仅仅进入混频器,同时也通过串扰等方式进入了调制器部件、高度计算电路部件和一次有效指令部件等,它们对这些部件的正常工作都有一定的影响,故采用滤波措施消除干扰时,选择了在收发机外部的低频电缆上进行。

低频电缆中主要是电源和高度信息的传输,这些信号近似于直流传输。短波电台对低频电缆辐射干扰频率在2～30 MHz,故采用低通滤波器可以滤除干扰信号。

利用ADS软件自带的DesignGuide滤波器设计工具,可以非常方便地设计出满足要求的滤波器。将设计好的低通滤波器加入高度表接收机的ADS电路图进行仿真,以观察此时的低频放大器部件频谱图输出。通过改变低通滤波器的指标参数来改变低通滤波器的滤波特性,直到得出符合要求的高度表接收机低频放大器部件的频谱输出。

利用ADS软件中的S参数仿真控制器对所设计的低通滤波器进行仿真,仿真电路图如图8所示,生成的S(2,1)参数曲线图如图9所示。将设计好的低通滤波器加入到高度表接收机的ADS仿真电路图中进行仿真,低频放大器部件频谱图输出图如图10所示。

图8 低通滤波器S参数仿真电路图

图9 低通滤波器S(2,1)参数曲线

图10 加滤波器的的仿真频谱图

通过图10可以看出,加入低通滤波器后低频放大器部件输出的差频信号受干扰信号影响可以忽略不计。这样差频信号进入鉴频器可以输出正常的控制电压,从而显示出正确的高度信息。

4 电磁兼容改进措施及测试试验

由于低频电缆中线缆比较多,采用了在电缆连接处加装阵列滤波器的滤波方案。在低通滤波器ADS仿真原理图中进入所设计滤波器的子电路,可以发现所设计的低通滤波器实质为电容值为3 239 pF的C型滤波器,通过查阅标准电容滤波器产品表,最终的阵列滤波器选用了电容值为2 500 pF的C型滤波器。

按某型飞机维护规程要求对未采取电磁兼容改进的高度表和采用滤波器进行电磁兼容改进的高度表进行测试,结果表明采用滤波电连接器措施后,符合高度表输出高度电压精度要求。

5 结 语

随着电子、电气、计算机、通讯技术的迅猛发展,机载电子系统大量采用了以微处理器为核心的自动化和数字化技术。在现有飞机平台上加装新型机载电子设备必然会成为快速提高飞机性能的一种途径,但加装后整机设备能否与原机设备相互电磁兼容,是一个不得不面对的问题。利用ADS软件对高度表接收机系统建立行为级仿真模型,通过输出的频谱来判断干扰产生的原因,避免了对具体电路作大量冗长无效的分析。这种查找电磁干扰原因和分析干扰机理的方法,可以在其他平台加改装电子设备时的电磁兼容分析时借鉴。

参考文献

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[8]顾得均,田建学,魏俊淦.机载设备改装电磁兼容性分析与设计要求[J].科技信息,2007(17):80-81.

第3篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词： FPGA； DSP Builder； FIR数字滤波器； ModelSim功能仿真

中图分类号： TN911?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）14?0123?04

Design and implementation of FIR digital filter based on FPGA

SHAN Wen?jun， ZHOU Xue?chun， LI Wen?hua

（China Flight Test Establishment， Xi’an 710089， China）

Abstract： The structure feature and the basic principle of FIR digital filter is introduced briefly. The basic design process and implementation scheme of the FIR digital filter based on FPGA and DSP Builder is proposed in this paper. FIR model is structured with DSP Builder module in the Matlab/Simulink environment. The FIR digital filter is designed according to the FDATool. The system level simulation and ModelSim function simulation were completed. The simulation results show that the filter has excellent effect. The model is converted to VHDL language through SingalCompiler and added to FPGA hardware design. The real?time waveform graph of the FIR digital filter was received by the virtual logic analysis tool SignalTapⅡ in QuartusⅡ. The results conform to the expected requirement.

Keywords： FPGA； DSP Builder； FIR digital filter； ModelSim function simulation

在信息信号处理过程中，数字滤波器是信号处理中使用最广泛的一种方法。通过滤波运算，将一组输入数据序列转变为另一组输出数据序列，从而实现时域或频域中信号属性的改变[1]。常用的数字滤波器可分为有限脉冲响应（FIR）滤波器和无限脉冲响应（IIR）滤波器两种。其中，FIR数字滤波器具有严格的线性相位[2]，而且非递归结构也保证了运算的稳定性。在实时性要求比较高的应用场合，采用可编程芯片FPGA加以实现，相比于DSP芯片或专用芯片的实现方法，具有高速、高精度、高灵活性的优点[3]。本文在采取了一种基于FPGA和DSP Builder的方法设计FIR数字滤波器时，采用了层次化、模块化的设计思想，遵循DSP Builder的设计开发流程，在Matlab/Simulink中建立模型并进行系统级仿真，再进行Verilog语言转换，ModelSim仿真验证无误后实现了FIR数字滤波器的实时测试。

1 FIR数字滤波器的基本原理及结构

对于一个FIR滤波器系统，它的冲击响应总是有限长的，其系统函数可以记为：

（1）

该数学表达式可用差分方程来表示：

（2）

式中：是输入采样序列；是滤波器系数；是滤波器阶数；表示滤波器的输出序列。

图1为阶FIR数字滤波器的结构框图。

2 FIR数字滤波器的设计流程

该设计流程主要涉及到Matlab/Simulink、DSP Builder和Quartus Ⅱ等工具软件的开发设计。整个设计流程，包括从系统描述直至硬件实现，可以在一个完整的设计环境中完成[4]，如图2所示。

图1 FIR数字滤波器的结构框图

图2 DSP Builder设计流程图

（1）Matlab/Simulink中设计输入，即在Matlab的Simulink环境中建立一个扩展名为mdl的模型文件，用图形方式调用Altera DSP Builder和其他Simulink库中的图形模块（Block），构成系统级或算法级设计框图（或称Simulink设计模型）。

（2）利用Simulink的图形化仿真、分析功能，分析此设计模型的正确性，完成模型仿真，也叫系统级仿真。

（3）DSP Builder设计实现的关键一步，通过SignalCompiler把Simulink的模型文件转化成通用的硬件描述语言Verilog文件。

（4）转换好的Verilog源代码用ModelSim软件进行功能仿真，验证Verilog文件的正确性。接下来的几个步骤是对以上设计产生的Verilog的RTL代码和仿真文件在Quartus Ⅱ工具软件中进行综合、编译适配，生成扩展名为.sof的文件加载到FPGA硬件系统中。

3 FIR数字滤波器的详细设计

3.1 FIR数字滤波器模块设计与系统级仿真

根据FIR数字滤波器的原理，在Simulink环境下搭建16阶的FIR数字滤波器结构，如图3所示。

在模型的搭建过程中，使用了两个8位的Shift Taps移位寄存器模块对输入信号进行分解，然后根据数字滤波器的原理进行算法计算。

图3 FIR数字滤波器的Simulink结构图

模型搭建好之后，需要确定16阶FIR数字滤波器的系数，在这使用Matlab中的FDATool滤波器设计工具来确定。确定好滤波器的指标：

（1）设计一个16阶的FIR 滤波器；

（2）低通滤波器；

（3）采样频率fs为16 384 Hz，截频点频率fs为533 Hz；

（4）输入序列位宽为16位。

在设计滤波器界面中，如图4所示，进行下列选择：

（1）滤波器类型（Filter Type）为低通（Lowpass）；

（2）设计方法（Design Method）为FIR，采用窗口法（Window）；

（3）滤波器阶数（Filter Order）定制为15（设置为15阶而不是16阶，是由于设计的16阶FIR滤波器的常系数项）；

（4）滤波器窗口类型为Kaiser，Beta为0.5。

所有的选项确定好后，在FDATool滤波器设计界面中点击“Design Filter”，Matlab就会计算滤波器系数并作相关分析。图5所示为滤波器的幅频响应，图6所示为滤波器的阶跃响应。

图4 FDATool的滤波器设计界面

图5 FIR滤波器的幅频响应

图6 FIR滤波器的阶跃响应

由于所有的模块都在同一个Simulink图中，这时的Simulink设计图显得很复杂，不利于阅读和排错，因此把FIR数字滤波器模型做成一个子系统在设计图中显示出来，如图7所示，这就是Matlab中的层次化设计，在顶层设计图中，滤波器作为名称是SubFIR_533_16js的一个模块出现。同时，图7中还设置了其他模块，包括仿真信号输入模块、Signal Tap Ⅱ信号实时监测模块、Signal Compiler模块、硬件开发板模块、TestBench模块。

图7 FIR数字滤波器的顶层设计图

这样整个滤波器的Simulink电路设计模型就完成了，然后要对该模型进行系统级仿真，查看其仿真结果，在频率为533 Hz的波形输入上加入了频率为3 600 Hz的扰动波形，其Simulink仿真结果如图8所示。

图8 Simulink仿真结果图

图中，上面的波形是533 Hz的输出，中间的波形是533 Hz加上3 600 Hz高频干扰后的输出，下面的波形是经过滤波后的输出。

3.2 从模型文件到Verilog代码的RTL级转换和编译

适配

利用Signal Compiler模块将电路模型文件即Simulink模块文件（.mdl）转换成RTL级的Verilog代码表述和Tcl（工具命令语言）脚本。这种转换是用来对数字滤波器Simulink模型进行结构化分析的[5]。获得转换好的VHDL描述后就可以调用Verilog综合器，这里我们选用Quartus Ⅱ，用来生成底层网表文件，同时也就可以得到其网表文件对应的RTL电路图。如图9所示。

图9 数字滤波器RTL电路图

3.3 数字滤波器的ModelSim功能仿真

ModelSim软件可支持VHDL和Verilog混合仿真，无论是FPGA设计的RTL级和门级电路仿真，还是系统的功能仿真都可以用ModelSim来实现[4?5]。由Signal Compiler生成的Verilog硬件描述语言模块，在ModelSim中可以直接对Verilog代码进行仿真，检测源代码是否符合功能要求。图10所示的16阶FIR数字滤波器的功能仿真结果图。与图8的Simulink仿真结果图的波形一致，表明经过转换的Verilog源代码可以实现正常的滤波功能。

图10 ModelSim时序仿真结果图

3.4 FIR数字滤波器的FPGA硬件实现

FIR数字滤波器一般是嵌入在采集器的采集板卡中进行工作的，把由数字滤波器的Verilog源代码生成的模块嵌入到采集板卡的FPGA逻辑中，如图11所示。在Quartus Ⅱ环境下，数字滤波器的内部逻辑经过编译适配之后，以.sof文件的形式直接加载到FPGA中。

图11 数字滤波器Verilog模块逻辑图

4 FIR数字滤波器的FPGA实时测试

进行实时测试的电路是应用FPGA和USB的数据采集电路[3]，如图12所示。

图12 测试电路原理框图

测试时把信号发生器设置好的输入信号输入到A/D，采样得到的数据经过FPGA，再通过USB与PC机相连，应用QuartusⅡ中的SignalTapⅡ工具进行实时检测，结果如图13所示，其中，上面的波形为输入波形，频率为200 Hz，下面的波形为输出波形，由于200 Hz在低通的带通内，所以两者的波形相差不大。当输入波形为频率533 Hz时，由于是在截频点，其输出波形的幅值约为输入波形幅值的71%，如图13和14所示。

图13 数字滤波器的硬件调试结果图（一）

5 结 语

FIR数字滤波器在数字信号处理领域有着广泛的使用，本文通过仿真和实时验证两种方式实现了一种基于FPGA和DSP Builder的FIR数字滤波器。先根据FIR滤波器的基本原理和结构框图搭建了滤波器的模型，再根据滤波器的性能指标通过FDATool工具对其进行设计，并通过系统级仿真和ModelSim功能仿真进行了简要的可行性分析，最后通过QuartusⅡ软件对FIR数字滤波器进行实时验证，表明所设计的FIR滤波器功能正确，性能良好。

图14 数字滤波器的硬件调试结果（二）

参考文献

[1] 陈家祯，郑子华，叶锋，等.基于FPGA的数字滤波系统设计[J].计算机仿真，2009，26（12）：329?332.

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[4] 王旭东，潘明海.数字信号处理的FPGA实现[M].北京：清华大学出版社，2011.

[5] 杜勇，路建功，李元洲.数字滤波器的Matlab与FPGA实现[M].北京：电子工业出版社，2012.

第4篇：滤波电路的设计与仿真范文

【关键词】LM324；振荡器；加法器；滤波器；比较器

在电子、通信类专业的本科实验教学中，运算放大器的设计、调试是学生应该掌握的基本技能。集成运算放大器LM324在实验教学中运用广泛。它的成本低、增益高、内含四个运算放大器。电源电压范围宽，单电源3~32V或双电源-16V~+16V，可以与输入的电平很好地兼容。运用LM324搭建的单元电路能让学生很好地理解通用运算放大器的设计、调试。

2011年全国大学生电子设计大赛的综合复测题，要求在几个小时内采用一片LM324芯片搭建四个满足一定要求的运算放大器单元电路。四个电路分别是振荡器、加法器、滤波器、比较器，并且要求将四个单元电路级连成一个系统，其功能相当于一个小的模拟系统。题目比较全面地考核了学生掌握集成运算放大器的设计、调试的能力。在几个小时以内完成任务，需要扎实的基础知识和熟练的动手能力。

本文结合教学实际，将2011年全国大学生电子设计大赛的综合复测题的要求稍作修改，以作为LM324的综合实验。实验的功能框图如图1，LM324的工作电压选定为±5V。

LM324综合实验系统要求及具体参数如下：

将函数信号发生器产生的：

的正弦波信号加至加法器的输入端，加法器的另一输入端加入自制振荡器产生的近似三角波信号Uo1，Uo1的周期T=0.5ms，峰峰值4V。加法器输出电压为，Ui2经过滤波器滤除Uo1的频率分量，选出频率为fo、峰峰值等于9V的正弦信号Uo2，Uo2信号再经过比较器在1kΩ负载得到峰峰值为2V的输出电压Uo3。

下面分别从振荡器、加法器、滤波器、比较器四个方面说明系统的设计、调试。

一、振荡器

振荡器电路如图2所示，输出Uo为方波，当时间常数τ取值比较合适时Uo1为近似三角波。

Uo1的周期，

若取R1=R2=4.7kΩ，C1=0.01μF，R3=22.756kΩ，则：

=0.5ms，满足设计要求。

Uo1的峰峰值近似等于稳压管的稳压值，考虑到稳压管的管压降，稳压二极管的稳压值取5V。

V1是为了方便仿真增加的单脉冲信号源，实际电路不需要V1。经过调试，R3取值为19kΩ，其它元件取值不变，Uo1为近似三角波，振荡器的PSPICE仿真波形见图3。

二、加法器

加法器电路如图4所示，加法器输出电压：

其中：。

加法器的电路比较简单，由于Uo1来自振荡器，选择合适的电阻很重要，否则前级振荡器信号会衰减。R6不能太小，太小不能仿真出正确的波形。R6确定后其它电阻随之确定。

加法器的PSPICE仿真波形见图5。

三、滤波器

滤波器选用二阶巴特沃斯带通滤波器①，选择合适的增益和Q值关系到滤波器的滤波效果。滤波器需要选通的信号是10Ui1，10Ui1峰峰值为2V，滤波器放大4.5倍后可得到峰峰值为9V的正弦波。

滤波器电路见图6。此滤波器的Q=8，增益为：。

滤波器PSPICE仿真波形见图7。

四、比较器

图8为比较器电路，比较器原理比较简单。设计时要考虑与前级的耦合，适当选择电阻R14、R15。R16理论上取值为4kΩ时，1kΩ负载分压得到峰峰值为2V的输出电压Uo3，实际仿真时峰峰值达不到2V。将R17改为3.6kΩ，负载得到峰峰值为2V的输出电压。

比较器输出PSPICE仿真波形见图9。

五、结语

LM324综合实验并不难，可以分为三步：

第一步，根据各个单元电路的技术指标设计单元电路。

第二步，进行级连调试。电路级连时，有时信号会衰减，这时需要对电路调整，可首先适当加大输入端电阻，再调整其它电阻。

第三步，虽然仿真正确，以后进行的硬件调试与仿真相比会有一些误差，这时又要对电路进行调整。调整时从分析原理入手，结合经验，一级一级调，直至基本满足技术指标为止。

总之，利用LM324的四个运算放大器组成四个不同的单元电路，再将四个单元电路级连成一个完整的电路，是一个很好的综合实验项目。设计、调试的过程不会一帆风顺，会遇到一些问题，解决问题的过程就是学生能力提高的过程。对培养学生综合运用所学知识、启发学生发散思维、提高动手能力具有积极意义。

注释：

①二阶巴特沃斯带通滤波器设计方法见参考文献中“5.4.1滤波器的快速设计方法”.

参考文献

[1]罗杰,谢自美.电子线路设计.实验.测试(4版)[M].电子工业出版社,2010,9.

作者简介：

第5篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词：Multisim 10.0；有源滤波器；Matlab 7.1;验证型；设计型

中图分类号：TN721.2 文献标识码：B 文章编号：1004-373X(2008)02-065-03

A New Experiment Method for RC Two-pole Active Filter

XU Faqiang,HU Jiansheng,CHEN Jun,TANG Kai

(Institute of Technology,PLA University of Science and Engineering,Nanjing,210007,China)

Abstract：RC two-pole active filter is a typical circuit for the amplifier and it becomes the popular experiment for students.Normally,students have a little bit of difficult in the theory development and analysis,and it is also hard for them to handle the strange phenomenon in the experiment.In this article,a new method of combination of theory,simulation and experiment has been raised.It can effectively solve the problem.First,based on the circuit,the transfer function is developed and the result is showed with a graph in Matlab7.1,second,the circuit simulation is performed in Multisim10.0.Based on the results obtained,the experiment is made and all data is saved.In the end,all results should be analyzed and will come to the conclusion.Such experiment method is very effect for the testing experiment and designing experiment.The experiment method supposed in this article relates the theory and the test,it is good for the teaching quality and it has raised the student′s interesting for experiment.In the result,the knowledge has been confirmed and ability in experiment has been raised.

Keywords：Multisim 10.0;active filter;Matlab 7.1;verification type;design type

1 仿真软件简介

Matlab 7.1是最新版的数学计算软件，可以对大量数据进行直观的分析，对理论推导结果进行数值分析和绘图，使之具体化形象化，本文用Matlab 7.1对滤波器通频带公式进行实验数据的绘图，达到了更加直观的效果；Multisim 10.0是一个用于电子线路仿真与设计的EDA软件，他可在电路和元件的参数的基础上，仿真出电路的各种指标，比如我们用到的通频带，即幅频特性曲线。

2 RC有源二阶低通滤波器

常用的电路形式有2种：Sallen-Key和Multiple-Feedback (MFB)，这里只分析Sallen-Key（如图1所示），信号从运放的同相端输入，故滤波器的输入阻抗很大，输出阻抗很小，运放A和R3 ，R4组成电压控制的电压源，因此称为压控电压源（VCVS）有源二阶低通滤波器电路。优点是电路性能较稳定，增益容易调节。

典型的RC有源二阶低通滤波器有3种：巴特沃斯、贝塞尔和切比雪夫。其中，巴特沃斯滤波器的优点是带内平坦，后面会在设计型实验中用到。在验证型实验中，采用图1所示的电路和参数，从后面的分析可看出，这是采用Sallen-Key电路形式的非典型的RC有源二阶低通滤波器。

3验证型实验中对RC有源滤波器的理论推导、绘图和仿真

（1） 理论推导和Matlab 7.1绘图

5 结 语

本文以Sallen-Key电路形式的非典型RC有源低通滤波器的实验为例，将电路的理论推导、Matlab数据绘图、Multisim电路仿真和实验测量结合起来，达到在理论指导下的数据绘图与电路仿真在理想条件下的一致，电路仿真验证了实际运放的单位增益带宽指标对通频带的影响。本文还根据巴特沃斯滤波器的标准传递函数，重新修改实验电路的理论推导结果，并采用简化的设计方法，设计出一个巴特沃斯RC二阶有源低通滤波器，并通过绘图和仿真得出了电路的通频带，实验结果与理论与仿真达到和谐统一。在本文提出的实验方法中，既有理论指导实验，又有电路软件虚拟仿真实验，最后还有自己动手做实验。这样，验证型实验达到融会贯通的效果，设计型实验达到了将理论知识转化为设计能力的效果。这种新的实验教学模式可以推广到几乎所有的电路实验当中。

参 考 文 献

［1］Donald A Neamen.Electronic Curcuit Analysis and Design［M］.2nd Edition.北京：清华大学出版社,McGraw-Hill,2000.

［2］Paul Horowitz,Winfield Hill.The Art of Electronics［M］.2nd Edition.北京：清华大学出版社,2003.［3］路勇,高文焕.电子电路实验及仿真［M］.北京：清华大学出版社,北方交通大学出版社，2004.

［4］Jim Karki.Active Low-Pass Filter Design\[R\].TI Application Report,2002.

［5］陈军，夏汉初，龚晶.电子技术基础实验（模拟电路部分）［M］.南京：理工大学理学院，2007.

［6］郑步生，吴渭.Multisim 2001 电路设计及仿真入门与应用［M］.北京：电子工业出版社，2002.

第6篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词:网络理论;EMI电源滤波器;插入损耗;开关电源

中图分类号:TN713文献标识码:B

文章编号:1004-373X(2009)10-193-02

Design and Simulation of EMI Filter of Switching-mode Converter

WANG Jinxia1,YANG Qingjiang1,ZHANG Hui2

(1.Electric and Information College,Heilongjiang University of Science and Technology,Harbin,150027,China;2.Pacific Circuit Company,Dalian,116001,China)

Abstract:Filtering is a good way to suppress the conducted EMI.In order to improve the performance of filter and shorten the research and development time,a simple and good effect filter design method is presented in this dissertation for DC-DC switch power.Basic theory of EMI source filter,topological structure,principle of design and high frequency performance of filtering components are illustrated in this dissertation.Then filter insertion loss simulation model is established,simulation program is compiled and design results are analyzed.Finally,correction of design method is verified by practice test.At the same time,on the basis of design of EMI source filter,continuation function circuit of filter is designed.It is main against surge voltage by switch motion.

Keywords:network theory;EMI source filter;insertion loss;switch power

目前,在我国绝大多数工程设计中,尤其是在设计初期,很少考虑设备内部电路对内以及对外的电磁干扰问题,致使许多电力电子装置性能都不能得到理想效果。往往是问题出现了才去寻找原因与解决方案,这既耗时又耗力,而且加大了产品的成本。因此,提高电力电子装置的电磁兼容性[1]已成为十分重要的问题。为了提高产品质量与可靠性,缩短产品的开发周期,则要求进一步加强对电力电子装置电磁干扰特性的研究,特别是在设计初期,则考虑设备电路之间的电磁干扰是十分必要的,然而电磁干扰滤波器[2]是提高电力自动化设备电磁兼容性的重要器件之一。

1 研究方法和实验方案

1.1 开关电源频率分布

根据开关电源[3]产生共模、差模干扰的特点,可以粗略按干扰的分布划分3个频段:0.15~0.50 MHz差模干扰为主;0.5~5 MHz差模、共模干扰共存;5~30 MHz共模干扰为主。

1.2 共模和差模等效电路

在进行EMI电源滤波器电路结构分析时,通常将共模干扰和差模干扰分开分析,分别计算各自等效电路的A参数矩阵,并得出对应的插入损耗[4]。

分别给出滤波器在理想状态下的共模等效电路和差模等效电路如图1、图2所示。

1.3 干扰信号分析

近年来,共模和差模干扰信号分离技术发展日渐成熟,可通过多种方法获得共模和差模干扰信号各自的相量成分大小。常用的干扰信号分离方法有电流探棒、差模拒斥网络以及干扰分离器等。在进行传导型电磁干扰测量时,必须使用传输线阻抗稳定网络[5],它是电磁兼容检测规定的线性阻抗固定网络,其主要功能是提供待测物工作电源,隔绝外部干扰,并提供一个固定阻抗,以摄取待测物干扰,利用频谱分析仪[6]读取干扰的大小,测量电路如图3所示。当分别获知干扰源共模和差模干扰大小时,便可利用共模和差模等效滤波电路[7],并依据所需的衰减量设计适当的元件值。

根据现有条件,通过对测试结果和标准要求的综合分析可得滤波器抑制共模和差模干扰需要达到衰减量。共模和差模插入损耗与频率对应关系如表1所示。

2 程序设计及仿真

所有算法采用Matlab语言编程实现。从程序功能分为滤波器设计和滤波器分析两大模块。

2.1 共模电感和差模电感的计算

共模电感和差模电感的计算频点是根据开关电源的工作频率来取值的,分别是工作频率、谐波频率及几个高频点。

2.2 仿真结果分析

测试工作是对EMI电源滤波器性能做出评价的重要依据,一般在电磁中进行。电磁屏蔽室[8]是能够提供防止电磁干扰、净化电磁环境试验场所插入损耗常用的设备,一般是频谱分析仪、人工电源网络等,该实验使用的分析仪型号为HP3585ASPECTRUMAN ALYZER 20 Hz~40 MHz。表2所示为滤波器实际测得的共模和差模插入损耗。

2.3 结论

通过一个直流EMI电源滤波器的设计实例,阐述滤波器的整个设计流程。设计过程主要包括:首先明确EMC规范要求[9],选择滤波电路结构,并使用网络理论进行分析,同时在分析干扰信号的基础上给出滤波器的共模和差模插入损耗设计指标[10]。在此使用Matlab软件建立滤波器仿真模型,通过编程计算出部分滤波元件的参数,并分别对滤波器的理想及高频电路模型进行仿真分析,讨论元件参数、高频分布参数及源、负载阻抗对滤波器频率特性的影响。最后通过实验验证滤波器设计方法和仿真模型的正确性。在此使用的滤波器设计方法同样适用于多级滤波器、交流单相滤波器及交流三相滤波器。

3 结 语

总之,本设计是建立在网络理论上的EMI电源滤波器设计技术,能严格保证滤波器网络的稳定性和网络传输特性,使其弥补以前经验设计的不足。同时结合实际工程技术,使设计方案更加实用,缩短滤波器的开发周期,并节省研发成本。该设计方法使该设备具有抑制电气电子设备的传导干扰,提高电气电子设备传导敏感度水平,保证电气电子设备整体或局部屏蔽效能等优点,同时具有结构简单,性能可靠,操作方便,有较好的实用价值。

参考文献

[1]刘鹏程,邱扬.电磁兼容原理及技术.北京.高等教育出版社,1993.

[2]区健昌.EMI滤波器和开关电源防护技术(续).安全与电磁兼容,2002(3):32-34.

[3]刘新宇.EMI电源滤波器关键技术研究.西安:西安电子科技大学,2002.

[4]曹才开.开关电源电磁干扰滤波器插入损耗的研究.通信电源技术,2003(10):17-20.

[5]周立夫,林明耀.EMI电源滤波器的设计和仿真分析.低压电器,2004(4):7-9.

[6]周志敏,周纪海.开关电源实用技术设计与应用.北京:人民邮电出版社,2003.

[7]王丽,张小青.EMI滤波器与浪涌抑制技术的结合.电力系统通信,2006(7):50-53.

[8]王丽,陈杨,张小青.开关电源EMI滤波器的设计.电气时代,2006(9):132-133.

[9]钱照明,袁义生.开关电源EMC设计研究现状及发展(上).电子产品世界,2003(7):51-53.

第7篇：滤波电路的设计与仿真范文

同址多台 共址滤波 滤波器仿真

A Solution to Solving Co-Site Multi-Radios Based on Co-Site Filtering

PAN Geng-feng

The problem of co-site multi-radios of Radio X was analyzed in depth and a filtering solution was proposed. According to specifications of the radio， the feasibility of the solution was addressed. In addition， the principles of co-site filtering module， filter simulation， experience and method of manufacturing and debugging， which were applied to Radio X， were elaborated.

co-site multi-radios co-site filtering filter simulation

1 引言

X电台集成2个能与A军电台通信的A通道（30―90MHz）、1个能与B军电台通信的B通道（30―90MHz）和1个能与C军电台通信的C通道（100―400MHz）为一体，对应4个通道模块和4根天线，既能单独和A军、B军或C军电台通信，又能实现不同兵种、不同体系之间的连接作用，使原本不能通信的A军电台、B军电台和C军电台能够相互通信。在用户装车试验中发现，当4个通道同时工作时，存在通道间相互干扰，不能同时进行通信。

2 原理分析

为解决跳频同台多机问题，项目组进行电台装车仿真实验。天线间距如图1所示，4个天线各安装在通信车的4个角上。

通过试验分析，发现X电台存在典型的同址多台问题，具体如下：

（1）发射信号阻塞接收信号。由于天线间距短，接收天线与发射天线间信号耦合很强，如表1所示。当天线间距为1.2m时，天线间的隔离度在90MHz频率时为24dB，在30MHz频率时只有10dB，因此发射信号阻塞接收通道前级低噪放，噪声系数增加，产生非线性，使接收通道不能正常工作。

表1 不同频率下的天线隔离度

频率

/MHz 30 40 50 60 70 80 90

隔离度

/dB 10 13 15 17 20 22 24

（2）发射杂散及谐波落入接收频段，干扰接收通道，使之不能正常工作。

（3）当电台2个通道发射、1个通道接收时，2个发射频率的互调产物落入接收频段，干扰接收通道，使之不能正常工作。

（4）发射信号的宽带噪声以及2个发射频率的互调产物搬移到接收频点的宽带噪声，干扰微弱接收信号。

综合上述问题，其中以电台2个通道发射时产生的互调问题最难解决，因为2个发射信号的互调可在发射通道的功放处产生，也可在接收通道放大器产生。并且因互调产物而搬移的发射宽带噪声几乎覆盖整个通信频段，淹没远处发射过来的接收信号。

3 解决思路

解决同址多台问题的最根本问题是增加天线间的隔离度，最简单的方法是增加天线的距离，但由于电台装车要求，天线距离是固定的。另外一个方法是通过滤波器来增加天线间的隔离度，2个天线不同时工作在相同频率，假设天线1工作在频率30MHz处、天线2工作在频率40MHz处，在天线1增加带通滤波器，其中心频率为30MHz，在40MHz处的抑制为40dB，则天线2的发射功率在天线1处将被滤波器抑制40dB，相当于天线间的隔离度增加了40dB。

4 指标分析

假设滤波器带外抑制为40dB，根据X电台实际通信指标，分析增加滤波器之后射频通道间的相互干扰问题。

（1）抗阻塞干扰。如图2所示，X电台发射功率为20W（43dBm），滤波器隔离度为40dB，天线隔离度为10dB，则进入接收通道信号电平为-7dBm，X电台接收通道灵敏度电平为-117dBm，在10MHz处双信号选择性为110dB，此时要求收发频率间隔为10MHz。

图2 阻塞干扰、杂散抑制和宽带噪声分析图

（2）杂散抑制。如图2所示，根据上文要求收发频率间隔为10MHz，则要求发射信号在10MHz的杂散抑制大于110dB。

（3）谐波抑制。如图3所示，X电台发射谐波抑制要求大于50dB，则要求发射频率的谐波点偏离接收频点500kHz以上（接收通道在500kHz处双信号选择性指标为60dB）。

（4）互调抑制。如图4所示，假设互调产物在其中一个发射通道的功放处产生，功放在43dBm输出时的互调抑制指标为25dB，则要求其三阶互调频率偏离接收频点50kHz以上（接收通道在500kHz处双信号选择性指标为35dB）。其他阶数的互调产物基本抑制到灵敏度电平以下;而因互调产物而产生的宽带噪声搬移，基本可抑制到灵敏度电平以下。

（5）宽带噪声。如图2所示，信号带宽为16kHz，收发频率间隔为10MHz，则要求发射信号在10MHz处的宽带噪声大于110dBc/16kHz，即109dBm/Hz。

根据上述推算结果，若滤波器带外抑制为40dB，需对X电台预先进行如下频率规划：

（1）收发频率间隔10MHz以上。

（2）发射二次谐波间隔接收频率500kHz以上。

（3）发射三阶互调产物间隔接收频率50kHz以上。

在频率规划时应考虑上述要求，避免产生有冲突的频率设置;结合LC滤波器的工程化性能，将通信频段30―90MHz等分为6个频段，对应设置6个带通滤波器，每个滤波器通带为10MHz、过渡带为10MHz、带外抑制为40dB。如图5所示，要求同时2个射频通道工作在不相邻的2个频段内（图中实线滤波器所示），则满足收发频率间隔10MHz以上。

图5 频段划分图

5 共址滤波模块设计

根据上述思路，在X电台增加一个共址滤波器模块，如图6所示。共址滤波器模块由1个电源逻辑板、3个带通滤波板和1个高通滤波板组成。

图6 跳频滤波模块框图

电源逻辑板由相对独立的开关电源电路和逻辑译码控制电路组成。开关电源电路为DC-DC变换模块，提供跳频滤波板所需的电源;逻辑译码控制电路直接从X电台总线背板上接收四路射频通道的工作模式和频率等参数信息，控制带通滤波板，使其选通相应的带通滤波器接入电路。

带通滤波板内含6个带通滤波器，如图7所示，通过PIN管开关电路，控制选通的频带。

图7 带通滤波板框图

在滤波器的设计上，选择采用一个7阶串联型高通滤波器和一个7阶并联型低通滤波器串联的方法来实现带通滤波器。这样设计的好处是：电路没有较大的电容和电感，因为容值在500pF以上的高Q电容要么耐压太低，要么体积太大;而电感量在500nH以上时，电感绕线太密，不宜生产加工，且调试电感只有6个，并且在调试时可以分别调试高通滤波器和低通滤波器指标，再将2个滤波器串联，微调接口处电容即可实现所需的带通滤波器，在指标上和带通滤波器基本一致。2个滤波器串联的电路图和仿真波形分别如图8、图9所示。

根据上述仿真结果，理论上滤波器的指标为：带内插损<0.9dB，带内波动<0.5dB，带外衰减>40dB，反射衰减>20dB，过渡带<10MHz。

6 工程化实现

实际装配出来的电路和仿真的电路有很大区别。在仿真中，器件都是相对的理想器件，而实际电路中还存在耦合电容、引线电感以及控制电路干扰等。在设计中需做相应的处理，才能使6路滤波器的实际曲线基本符合仿真结果，达到设计指标。共址滤波器模块设计中的处理措施和调试经验举例如下：

（1）PCB布板时，采用屏蔽框6路滤波器隔开，减少各路滤波器之间的相互串扰;印制板在滤波电路区域一般不铺地铜，减少电感和印制板之间的耦合电容。同时，在每路滤波器中增设测试点，可分别调试高通滤波器和低通滤波器。

（2）增加控制信号的滤波电路。由于滤波器的交流通道和直流控制通道是一致的，所以在每路控制信号上都采用电感并联电容下地的滤波电路，避免控制电路引入干扰。

（3）由于电路上的耦合电容因素，滤波器端接阻抗不是纯50Ω电阻，因此必须相应调整滤波电路接口处的电容容值，一般是减少并联处的电容容值。

（4）在调试中，当反射衰减达到20dB而带内插损不达标时，应考虑PIN管的导通电流是否足够，当PIN管导通电流不足时，其导通电阻较大，这时应减少电路直流回路的电阻，增大PIN管导通电流。

（5）在滤波器设计中，可以用ADS进行整体仿真，预先排除设计上的一些遗漏或者错误。

最后，在产品的高低温环境试验中，滤波器的指标都符合设计仿真结果，达到设计要求。

7 结束语

通过实际结果证明，本文介绍的共址滤波器模块是解决同址多台问题的一种有效方法，在用户补充实验中，改进后的X电台成功地实现了4个信道同时工作，通信距离正常且通话效果良好。

参考文献：

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[8] 郭宗良. 跳频电台的发展趋势[J]. 现代通信， 2004（4）： 21-22.

第8篇：滤波电路的设计与仿真范文

中图分类号TP39 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2012）80-0205-02

0 引言

由于各种干扰，低压电器产品试验参数总是受到各种噪声信号影响，在对参数进行分析前必须进行消噪处理，保证产品的质量可靠性。最常用的消噪手段是硬件滤波，但存在的问题是硬件器件体积大，而且会使投资成本增加。随着大规模集成电路和电子信息技术的发展，当前工业设计中可以使用计算机软件实现消噪。美国NI公司出品的LabVIEW软件集成了功能强大的数字滤波器模块，消噪可以通过该模块的简单编程进行实现，通过软件消噪可以节省硬件成本。显而易见的，通过LabVIEW进行软滤波进而对低压电器产品的参数信号进行去噪具有十分重要的意义。

1 低压电器信号存在噪声的原因分析

电子装置和机械装置结合构成了低压电器产品的测试系统，故该系统复杂度高，会引入噪声，也就是干扰信号。测试现场中噪声信号成形方式有多种，如空间场噪声的侵入，或者沿线路噪声的侵入，电网中浪涌电压通过供电线路是入侵等主要途径；系统接地装置设计不合理也会引入噪声信号；传感器、输入输出线路的制造质量问题也会引入噪声。以空间场方式入侵的噪声信号主要集中在高电压、高频电磁场、大电流等区域，利用电磁感应现象或者静电感应现象等引发电磁脉冲引入，为在混合信号中获得有用信号必须对混合信号进行去噪处理，鉴于滤波技术的过滤频率特性，可以采用滤波处理方式。滤波技术可以按硬件和软件分为两类，由于硬件滤波技术成熟，被应用在当前多数低压电器测试系统中。本文主要利用LabVIEW软件的数字滤波器模块对信号进行去噪处理，获得有用待分析信号，属于软处理方式。

2 滤波器的分类和数字滤波器的特点分析

滤波器就是对信号进行频域选择，通过选择对不符合要求的信号频段进行过滤。滤波器按照处理信号的类型分为模拟滤波与数字滤波。输入输出信号的时域连续的信号称为连续信号，对该信号进行滤波的滤波器被称为模拟滤波器。输入输出信号的时间离散信号称为离散信号，对该信号进行滤波的滤波器被称为数字滤波器。本文主要对数字滤波器进行分析。由于数字滤波器只是由乘法器、加法器和延时单元等构成，通过这些模块可以对输入额离散信号进行数字运算处理，进而对信号频谱进行适当修改。数字滤波器按多种分类方法可以分为：线性与非线性、因果与非因果、时变与时不变等。鉴于滤波器的物理可实现性方便和考虑其应用范围的广泛程度，多数滤波器采用线性时不变结构。如果从信号的时域特性对滤波器进行归类，滤波器可以分为无限冲激响应滤波器（即IIR型滤波器）和有限冲激响应滤波器（即FIR型滤波器）。

数字滤波器的特点有：可通过软件编程进行平台搭建和数据测试；数学运算类型少，只有加和乘；滤波效果不随外界条件变化而漂移；高可靠性、高精度、可控性能优良、集成度较高，在性能方面具有很高的性价比。因而其对测试系统或者图像处理等高精度，高级算量等学科领域具有非常大的可应用性，故其广泛应用在这些领域。

3 简介LabVIEW软件各滤波模块

LabVIEW的主要特色是将编程语言进程集成化，将其集成化到图形化的编程界面中，成为图形化编程语言，这就将代码编程过程简化为元器件的添加过程。其核心被称为VI（即Virtual Instrument），也就是该环境种的应用开发程序。它由集成源代码功能的程序框图和后台处理程序构成一个整体的人机交互操作界面。它集成了多种进行仿真运算的函数库还设计开发了一整套模拟环境下的调试和仿真工具。也就是该软件将图形化程序设计中的直观的编程界面，简略的编程代码和高效的开发效率结合在一起。随着软件仿真模拟实际环境下的系统测评技术的飞速发展，图形化的编程语言也随之迅猛发展，测试、控制领域内必将会产生一股向图形化编程语言转变的热潮。

4 使用LabVIEW对信号进行仿真分析

LabVIEW的仿真调试功能为其快速发展奠定了基础，该功能可以通过软件对硬件进行仿真模拟，进而对模拟中的实际环境进行干扰信号恩锡。该软件可以提供以下仿真波形如方波、正弦波、锯齿波、三角波、直流波等，还可以为这几种波形添加不同类型的噪声：均匀白噪声，就是生成一个伪随机信号序列，该信号的幅值分布符合均匀分布规律。高斯白噪声，就是生成一个幅值分布方式为高斯分布的伪随机信号序列。周期性随机噪声，生成一个随机噪声序列，该序列具有周期性。二项噪声，生成一个伪随机信号序列，该序列幅值分布符合二项分布。Bernoulli噪声，生成一个只有0和1的转自 伪随机信号序列。Gamma噪声，就是生成一个序列均值为1的属于泊松过程中发生阶数次事件的伪随机信号序列。泊松噪声，就是生成一个幅值符合泊松分布的随机信号序列。逆F噪声，生成一个包含连续噪声信号序列，限定频率范围内的该序列的频谱密度与频率成反比。通过确认分析上述模块特性，可以帮助在前期决定测试方案过程中，通过LabVIEW搭建符合现场环境的仿真信号，对信号添加适当的干扰噪声，通过仿真平台进行仿真分析，确定该方案是否可行，可以帮助工程缩短工作周期。

5 结论

本文介绍了subFilter软件，其编程简单、直观、开发效率高，在节约开发成本的同时，通过利用仿真实验实现对检测设备研发项目的可执行性分析，进而缩短低电压电器产品在滤波部分的研发时间。通过LabVIEW仿真分析实际环境下的信号参数性能，进而改进降低或者消除低压电器产品中不合理的设计造成的实验参数不精确等问题，为产品质量提供强大的开发保障。当今时期电子计算机技术的飞速发展为低压电器产品的生产设计提供了丰富强大的模拟仿真环境，鉴于LabVIEW的良好仿真特性在设计生产低压电器产品中首先采用LabVIEW对产品进行模拟仿真，可以有效缩短产品开发周期，保证产品开发品质，确保产品质量。

参考文献

第9篇：滤波电路的设计与仿真范文

【关键词】光伏并网逆变器；LCL滤波器；参数设计

一、引言

随着光伏太阳能电池板的工艺不断进步，太阳能并网发电逐渐成为热点。大功率光伏并网逆变技术是太阳能光伏并网发电领域最核心技术之一。而逆变器侧的滤波器参数选择是关系着其并网的性能优劣的关键点之一。因此，设计参数合适的滤波电路及确定合适的滤波电路参数非常重要。

二、L及LCL滤波器效果对比

并网逆变器滤波结构主要有L型及LCL型。

L型滤波器是一阶的，电流谐波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型滤波器是三阶的，在谐振频率之前，和L一样，电流谐波幅值以-20dB/dec下降，谐振频率之后，电流谐波幅值以-60dB/dec下降。随着频率的增加，在高频阶段LCL能有效抑制谐波成分。同时可以看到，如果想达到相同的滤波效果，LCL型滤波器总电感量是L型滤波器总电感量的1/3，极大的减小了滤波器的体积，节省了材料及成本。

三、500kW大功率光伏并网逆变器的LCL滤波电路参数设计

1.总电感的约束条件

LCL滤波电路中，电容支路开路，总电感大小为L=L1+Lg，根据基尔霍夫电压定理有：

根据图1，可以看出，A点表示逆变器输出电流与电网电压同向，逆变器向电网传输有功功率，功率因素为1。

根据图1，由余弦定理得出：

2.谐振点的约束条件

LCL滤波电路发生谐振时，该次并网谐波谐波电流会显著增加。根据谐振公式，可以知道并网电流发生谐振点频率为：

（3-4）

在大功率光伏并网逆变器控制技术中，一般采用SVPWM调制方式。该调制方式使得谐波电流在开关频率及开关频率倍数附近含量很大。所以，谐振频率应避开开关频率倍数处。工程中，一般将谐振点取在10倍基波频率和一半开关频率的范围之间，即：

（3-5）

3.逆变器侧电感L1的计算

在SVPWM调制情况下，设定电感电流纹波在每一个载波周期内不能超过峰值电流的20%，有：

其中，Ts为载波周期，为纹波电流，。

4.并网侧电感Lg的计算

工程上，一般将逆变器侧电感值的1/6到1/4作为并网侧电感值，即Lg=（1/6～1/4）。

5.电容C的计算

电容导致的无功功率必须小于逆变器总容量的5%，本次计算中选取逆变器额定容量的2%作为无功功率。

6.计算电容侧电阻值Rd

为了使大功率并网逆变器有更好的稳定性，采用控制方法较简单的无源电阻法来并网。它将LCL滤波器电容侧串联入电阻Rd，减小谐振点的谐波电流。Rd的引入导致系统损耗增加。

分析式（3-11），可以看到，功率损耗随电阻的增大，先增大后减小，当时，功率损耗出现的极大值。因此无源电阻取值应该避免这些点。

考虑到谐波电流主要分布在开关频率及其倍数附近，即：

时，逆变器有较大损耗。

综合考虑：

此时，无源电阻功率损耗不大。所以，基于500kW的光伏并网逆变器LCL滤波电路选取的参数如表1所示：

7.验算谐振点

将计算好的各值带入式（3-5），检验电流谐振点，则fres=1493Hz。满足系统要求。

四、仿真验证

采用Matlab/Simulink搭建仿真模块，控制算法用S函数编写而成。

光伏电池板直流电压源采用Boost电路，通过电流闭环控制功率大小，模拟光伏电池板在不同光照下工作。并网逆变器采用SVPWM7段式调制策略，实现单位功率因素的并网运行。

研究发现，为了实现逆变器单位功率因素并网运行，取逆变器侧的电流反馈，此时需要给Q轴给定电流做移相补偿，补偿的无功电流为：

Boost电路中，直流侧电压500V，电感L=10mH，开关频率2.5kHz，支撑电容10mF。三相并网逆变器LCL滤波器参数如表1所示，并网线电压270V。

五、结论

仿真结果如图2～图5所示，可以看到额定功率运行时，并网电流的谐波为1.38%。当轻载运行时，因为调制度降低，SVPWM调制谐波电压含量增加，并网电流总谐波含量为9.29%。

对于输出功率随光照强度变化的光伏太阳能逆变器，仿真证明此LCL滤波器能达到很好滤波效果。证明了LCL滤波器设计的正确性。

参考文献

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