偏置电路设计精选(九篇)

第1篇：偏置电路设计范文

并不是说传感器模拟前端电路(sensor AFE)意在解决所有传感器的信号路径设计需求，发明一种器件能满足所有传感器的需求显然是不现实的，这样的器件必然会在满足传感器的特殊应用需求上有所折扣。例如，收发器温度收发器常用于工业领域，在1～20mA回路终端，因此需要功耗极低的解决方案。为此相对而言，带宽、速率和噪声等就不是其关键性的性能参数。适合该领域的解决方案需要1～200s／s间的可变采样速率，7μVrms的噪声水平，以及不大于4mA的消耗电流。而如果是需要快速测量出运动物体重量的电子秤，则需要采样速率高达4000s／s。同样，当电子秤的输入动态范围越大时，它需要的噪声水平也就越低，最低可至15nVrms。美国国家半导体的传感器模拟前端电路将传感器信号路径市场细分为一系列传感器应用。对于温度传感器或电子秤等特殊的传感器应用，传感器模拟前端电路是其最优化的解决方案。

LMP90100传感收发器模拟前端电路

传感器模拟前端电路满足了传感器信号路径所需的技术规格要求，此外，还可通过串行外设接口(SPI)或I2C总线进行编程。其可编程特性，令其能在最大程度上满足特定的传感器应用需求。例如，当某场合需要使用热电偶获得更大的温度范围时，更大的温度范围将意味着输出电压会随着测量温度的不同而变化很大。此时，如果能够动态调整信号路径增益对系统设计者而言很有意义。LMP90100即可实现此功能，它适用于高精度、低功耗的传感收发器应用。LMP90100内置用户可编程的增益放大器，其增益范围从1x到128x。当系统设计者选择更高增益时，则可更好地利用集成的24位∑模数转换器(ADC)的输入动态范围，从而提高系统整体性能和精度。此外，LMP90100传感器模拟前端电路的输入配置是可编程的。例如，一些不同类型的温度传感器的配置要求不同，为满足这一需求，LMP90100等传感器模拟前端电路具有完全可编程的输入多路复用器(M Ux)，允许对8个可用输入引脚随意配置。LMP90100的其他可编程特性包括可编程电流源、多个电压参考选项以及可调的采样率。

LMP90100的3线RTD配置

除软件可编程外，传感器模拟前端电路产品还可以对传感器的“健康状况”进行诊断，这对于传感器与负责监控的中央控制器相隔数百甚至数千米的应用场合非常有用。例如，在食品加工厂等应用中，必须保证某些工艺环节是在特定温度或压力水平下进行的，以保证产品质量。中央控制器需要周期性地监控传感器的“健康状况”，以确保它们收集的信息是正确的。借助LMP90100，电流源即可提供所需的传感器诊断功能。当传感器故障开路时，电流源就会使输入节点浮动到正的电源轨，示意出开路故障。当传感器短路时，电流源就会产生一个小幅值信号，通过将该信号与用户可编程的电平比较，可以测试短路或将近短路的情况。由于短路阈值是可编程的，所以可对濒于故障的传感器进行检测。其他的传感器诊断技术还包括通过微调特定传感器模拟前端电路的配置，监控传感器的输出响应。例如，有毒气体传感器模拟前端电路LMP91000即可调整有毒气体传感器的偏置电压。调整偏置电压可以改变特定气体传感器的灵敏度，通过调整传感器的灵敏度，中央控制器就可以检测出传感器输出变化相对于偏置电压变化是否匹配。如此，即可在故障发生前，更换那些已经损坏或即将损坏的传感器。传感器诊断和健康状态测试等特性同样为硬件／系统设计师提供了一条更加简单的设计途径，便于他们克服应用挑战。

LMP91000有毒气体传感器模拟前端电路

传感器模拟前端电路还提供一些适用于具体应用的特性，包括多种节电模式和连续背景校准。节点模式尤其适用于便携式电子设备和4～20mA回路的传感收发器节点。例如，LMP91000即设计用作便携式有毒气体检测器。为确保更长的传感器导通时间常数，便携式有毒气体检测器不会完全掉电，为此多种工作模式并存就变得非常重要。这些工作模式包括有毒气体传感器在监控下，并当功耗为10μA的正常工作模式以及传感器加设了偏置电压但尚未进行实际测量的待机模式。在待机模式中，功耗通常为6μA，这也使得其恢复时间仅为秒量级，而不是小时量级。类似于气体检测器，因为直接白回路供电，传感收发器节点也需要更低功耗，整个信号路径功耗需要低于4mA。为此，需要为每个传感器选择最优的采样率，如果一个传感器仅需要1s／s的采样率，而另外一个传感器需要200s／s，则LMP90100可以允许每个信号路径工作在某一采样率，而不受其他通道采样率的影响。此外，可以关断内部时钟源和电流源等不必要的器件，以使功耗降至最低。

在必须同时检测多个传感器的应用中，传感器模拟前端电路有其独特优势。例如，在更宽的工作温度范围内精确监控压力时，相对于传统设计方案，LMP90100具有其设计优势。首先，具有灵活输入多路复用器的LMP90100可以接收多个传感器的模拟输入，而定制设计方案要求每个传感器具有独立的信号路径。此类应用的另一个挑战是每个传感器需要具有不同的信号电平。压力传感器可能只有20mV的满量程输出范围，而温度传感器则可能有几伏的满量程输出范围，也可以利用LMP90100 1～128倍、步长为2倍即6dB的可编程增益选项解决该问题。其他应用需求包括给传感器加设偏置电压和为模数转换器提供参考电压等。对于LMP90100，片上电流源可用于为传感器加设偏置电压，其参考多路复用器可用于为24位模数转换器选择两个不同的参考电压。对于定制设计，必须使用外部电路为传感器加设偏置电压并为模数转换器提供参考电压。参考多路复用器还具有其他特性，包括可测量模数转换器参考电压对传感器偏置电压的比值，及在噪声环境中提供优异的系统性能。在定制设计中可以利用分立元件实现该性能，但需要额外的板上空间及微控制器通用输入输出(GPIO)线。最 后，由于测量是在较宽的工作温度范围内进行的，传统的信号路径解决方案必须在整个工作温度范围内设定好。对于LMP90100，从传感器输出到微控制器输入的信号路径是自校正的，不随温度或时间漂移，这意味着系统信号路径中电子器件的增益和偏移不需要在数字域进行监测或修正。

相对传统设计，另一个传感器模拟前端电路可以发挥巨大优势的多传感系统应用是在需要用同一仪器设计感应多种不同气体的有毒气体检测器时。有些有毒气体传感器在特定气体中会发生氧化反应，而其他传感器可能发生还原反应。传统的解决方案要求能够调节用于测量流经传感器电流的跨导放大器(TIA)的偏置电压。对于电流流出传感器工作电极(WE)时的还原反应，偏置电压需要设定为正参考值，以防止电流变大时TIA的输出在近地附近限幅。氧化反应下，电流会流入传感器的工作电极，为此偏置电压需要设定在地附近，以防止TIA的输出在正电源附近饱和。这可以通过几种定制的分立式设计方式实现，一种方案是采用双极性电源，它在地附近为TIA的输入加设偏置电压，使其可以在任一方向上变化。另一种方案是针对特定类型的有毒气体传感器，利用外部数模转换器(DAC)或模拟开关改变从地附近到正电源电压附近的偏置电压。此外，还有一种备选方案是采用LMP91000，它针对TIA输入集成了可编程偏置电压，该方法可以以单一正电源电压为两类化学反应正常供电。有毒气体检测器的另一个设计挑战是需要检测电流的动态范围。一些有毒气体传感器的满量程范围为600μA、灵敏度为10nA／10-6，而其他的传感器满量程范围可能为10μA、灵敏度为1nA／10-6。解决这一问题同样有多种解决方案。为了在宽电流范围内提供足够的测量分辨率，相对于传统的12位模数转换器，定制方案需要16或24位高分辨率模数转换器，它虽然在整个电流范围内确保了所需的分辨率，但数模转换器的成本大幅提高。另一个选择是利用模拟开关切换不同的反馈电阻值，以改变TIA的增益，这样就能使用12位模数转换器并更好地利用模数转换器的动态范围获得所需的性能。LMP91000内置从2～375kΩ的可编程反馈电阻和可切换到外部反馈电阻的性能选项从而解决了这一难题。最后，有些应用还要求控制有毒气体传感器工作电极(WE)与参考电极(RE)之间的电势差，有些传感器如一氧化碳传感器需要零偏置电压，即要求RE和WE在相同的电位上。而有些气体传感器如一氧化氮传感器需要正偏置电压，另外一些传感器则需要负偏置电压，定制设计可以通过综合利用模拟开关、多种参考电压和／或模数转换器而实现。LMP91000通过提供从+24％的VREF到-24％的VREF的可编程偏置电压得以解决这一问题。

LMP91000的不同化学反应

传感器模拟前端电路产品配套了各种软硬件开发工具，利用这些开发工具，系统设计者可以了解传感器模拟前端电路如何满足传感器信号的需求。首先，软件工具为系统设计师提供了了解特定的传感器模拟前端电路产品的友好用户环境。当启动软件时，会一并开启一个向导索引，该索引包含了一个介绍有关器件特点和性能的短片以让系统设计师明白工具的功能特点。当用户完成或跳过软件向导，系统设计师即可从传感器数据库选择连接到传感器模拟前端电路的传感器。例如，选用面向精密、低功耗传感收发器设计的LMP90100，用户可以从多种温度传感器(如热电偶、RTD、热敏电阻和模拟温度传感器)、压力传感器和负载单元中进行选择。如果所选的特定传感器不在列表中，设计者可以手动将传感器添加到数据库中。一旦选定了某传感器，传感器模拟前端电路就会针对该传感器自动配置。此时，用户被引导到传感器模拟前端电路框图，他们可以研究器件特性及如何针对该传感器进行配置。帮助栏将引导设计者浏览传感器模拟前端电路的可编程单元。用户也可以通过将鼠标悬停在特定单元上获取所有可编程单元的详细说明。除可以自动对所选的传感器进行配置外，该软件工具还可针对特定配置提供器件的性能评估功能。如果更改了任何器件配置，如增益或采样率，性能评估表会自动更新并显示出新的器件性能。该软件工具的设计目的是为系统设计师提供一个无须阅读冗长的数据表，即可了解如何使用某部件满足所需的方式。

第2篇：偏置电路设计范文

【关键词】容差分析；最坏情况分析；储能放电电路

在电子设备研制与应用中，经常会遇到因元器件参数漂移导致电路性能变化，电路功能失效等问题，这些问题不仅延长设计周期，还增加维护成本，因此在电路设计过程中需引入电路容差分析来提高电路的可靠性。

电路容差分析是由日本质量管理专家田口玄一于20世纪60年代提出的，作为“三次设计”（系统设计、参数设计、容差设计）的一种重要分支，它大大提高了电路可靠性，保证了电路的输出一致性、降低了设计生产成本。电路容差分析就是建立电路性能关于电路元器件参数容差范围的数学模型，分析器件参数容差对电路性能的影响情况，从而优化设计。

1 电路容差分析方法

国家军标GJB/89-97《电路容差分析指南》中指出，容差分析是一种预测电路性能参数稳定性的方法。常用的分析方法有两种，一是以灵敏度为基础的方法，如最坏情况分析法，（Worst-Case Analysis），它是一种非概率统计方法，分析在电路组成元器件参数最坏情况下的线路性能参数偏差，它利用已知元器件参数的变化极限来预计电力性能参数变化是否超过了允许范围。在预计电路性能参数变化范围时，元器件参数的变化取上、下极限值，因此它得到的是电路性能指标最大偏差，最严格地决定了元件所能容许的误差，虽然实际生产中，这种情况出现的概率很小，是一种很保守的情况分析，但它对衡量产品质量非常有用，即通过了最坏情况分析的设计，电路可靠性最好，对航天、反应堆等风险较大设备的电路尤为适用。

第二种方法是以概率统计为基础的方法，如蒙特卡洛分析法，它是当电路组成部分的参数服从某种分布时。对其进行大量随机抽样，对电路进行仿真分析，计算电路性能参数的统计特性和偏差范围的一种统计分析方法。

不论哪种分析方法都需要建立具体电路的数学模型，不但计算复杂，工作量巨大，而且电路模型不能通用，因此限制了容差分析技术在工程实际中的应用。随着EDA（Electronic Design Automation）技术的飞速发展，出现了许多电子系统仿真软件，在这些软件上进行电路容差分析，可避免传统容差分析计算量大，参数调整缺乏灵活性等问题。在众多EDA软件中，OrCAD公司的Pspice软件因其专业性强、计算精度高、仿真结果合理等特点，使得在其基础上的电路容差分析具有更好的实用意义。

2 某装置储能放电单元电路指标分析

图1 储能放电单元电路模型

某装置中储能放电单元是其重要环节，要求具备较高的可靠性，其电路模型如图1所示，其中C为储能电容，L为放电回路总电感（包括电容器电感、传输线电感和负载电感），R是放电回路等效电阻。当该单元电路元器件参数发生偏差时，可能导致放电电流周期和幅值发生改变，从而使得某装置无法实现既定功能。因此需研究各元件参数的偏差对电路性能的影响情况，并在保证放电电流周期和幅值的满足要求的前提下合理选择元件的偏差范围降低产品成本。

在设定偏差为±10%的情况下，对放电电流幅值及周期分别进行瞬态响应仿真，仿真曲线如图2及图3所示。其中曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。

图2 无偏差和偏差为±10%时电流幅值IM仿真曲线

图3 无偏差和偏差为±10%电流周期T仿真曲线

由仿真曲线可知，结果满足要求。

为了得到更好的经济指标，放宽器件的偏差要求，可继续将表1中的偏差范围取值为±11%或更大来进行仿真研究。当偏差范围取值为±11%、±12%时，系统仍然满足指标要求，但当偏差范围取值为±13%时，电流幅值的仿真曲线为图4所示，同样曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。

图4 无偏差和偏差为±13%电流幅值IM仿真曲线

由图4可知，在偏差取值为±13%时，电流幅值几乎小于3.0kA，电路可靠性不够，因此，选择元器件参数偏差为±12%，是经济指标和可靠性指标都较好的偏差范围。

4 结论

对某储能放电电路应用Pspice进行最坏情况分析，显示该放电单元电路元器件参数偏差选为±12%的条件下，放电电流周期和幅值均能满足电路性能指标要求，为实际生产提供了理论依据，节省了设计时间，扩大了器件选型范围，降低了电路成本。

【参考文献】

[1]石永山，王飞，刘铭.电路容差分析在设计中的应用[J].光电技术应用，2010，12.

[2]杨华中.电子电路中的计算机辅助分析与设计方法[M].清华大学出版社，2008.

第3篇：偏置电路设计范文

【关键词】雪崩光电二极管 外差干涉激光测距 温度补偿 纹波 前置放大电路

1 引言

在激光干涉测距中，雪崩二极管APD在激光的接受部分中起到很重要的作用，它对精度的提高有很大的影响。在激光测距中，激光从发射到接受会经过被测目标的漫反射，同时也有路程等的损失，所以接受到的光信号非常弱，这使得检测光信号相当困难，接受不当会影响到精度，所以综合考虑，我们采用雪崩光电二极管APD。APD不同于传统的光电二极管，它是建立在内光电效应基础上的光电器件，它具有内部增益和放大作用，同时响应的速度也很快，但是要发挥它的优势，需要加较大的反向偏置电压（一般在几十到几百伏），这样会伴随着有相对较大的纹波电压，电源的纹波电压变化范围越大，对雪崩二极管的影响就越大，所以本文设计了一种低纹波电压的电路。对于APD而言，温度的变化也会严重影响它的增益，所以需要接入温度补偿电路来改变PN结倍增区的电场。此外，APD在倍增的过程中产生的附加噪声会严重影响测量精度，本文对噪声进行了分析设计了一个有效的前置放大电路，实验表明该电路有效的提高了信噪比。将这些模块用于激光测距的接受模块，将会提高测量精度。

2 APD的工作原理

APD是一种P-N结型的光检测二极管，其内部利用载流子的雪崩倍增效应来放大光信号。在P-N结上加高的反向偏压，就可以加宽耗尽层并且在结区产生一个强的内建电场，当电场强度增大到一定程度时，耗尽层中的光生电子空穴对就会被加速，被加速后的电子空穴获得足够的能量就能与晶格碰撞产生新的电子空穴对。这种过程是连锁反应，这样就会产生较大的二次光电流，因此APD有较高的响应度和内部增益，这种内部增益提高了器件的信噪比。

3 APD温度补偿电路的设计和分析

3.1 温度补偿电路的原理分析

由于电子和空穴的电离速率取决于温度，所以在高偏置电压的条件下，一个小小的温度变化就能引起增益很大的变化。为了保证温度变化时增益变化较小，就需要变化PN结倍增区的电场，这样就需要接入一个温度补偿电路，在温度变化时调整光检测器的偏置电压。理论上可以证明，APD的增益是关于偏压和温度的函数，所以，当APD的偏压随着温度改变时，APD的增益就可以基本恒定，这就是APD温度漂移的偏压补偿原理。

APD相应的偏置电压值就会随温度变化，为了保持最佳增益，需设计温度补偿电路来控制APD的偏置电压，使APD在各种温度下都能以最佳倍增增益工作，从而使接收系统获得最大的信噪比。

APD放大电路输出功率信噪比SNR为：

式中：M是APD的雪崩增益， 为M=1时的光电流，F为过剩噪声系数。APD选择适当的偏压可以使SNR最大，此时APD对应的增益为最佳雪崩增益，加在其上的偏压为最佳偏压。此时的最佳雪崩增益由下式确定：

式中，x为APD的过剩噪音指数，其大小取决于APD的结构和材料。

3.2 偏压温度补偿电路的设计

SPD-052型硅雪崩光电探测器是0.4～1.1 波长光信号的优良探测器，兼备了高灵敏度、高速响应和低噪声三大优点，内部的雪崩倍增效应可达到120倍以上。当温度升高10度，雪崩电压升高2.2～2.6V，在其内部有一个温度补偿二极管IN941，所以我们用该温度二极管进行偏压补偿，整个电路由三部分组成：温度传感、运放和可控电压源。

3.2.1温度传感部分

当内部温度二极管工作在恒流状态时，其两端的电压和温度具有良好的线性关系和较高的灵敏度，恒流源电路如图3，由于运放A1的增益很高，近似有V2=V3，设稳压管D1的稳压值为U，则RW和R1两端的电压等于U，所以有流经温度二极管的电流I为：

因此，通过调节RW的大小，可以得到不同的恒流。

图3 恒流源电路

3.2.2运放部分

A1构成跟随器，同向端以IN941的电压作为输入；A2是同相放大器，调整Rw1可以设定A2在某一温度下的输出电压，Rw2来调整A2的增益，同时A2的输出作为可控电压源的控制输入。如图4：

图4 运放部分的原理图

3.2.3可控电压源部分

如图5所示，可控电压源采用高精度低温漂可控高压电源模块，其中，+V为直流电压输入端；Control为调整端，接运放A2的输出端；V0为输出端，为APD提供偏置电压，大小为： ，其中K1，K2为倍压常数，Vc为Control端输入电压。实验表明，该电源输出范围270～440V，输出电压稳定性小于0.05%，温度系数每摄氏度小于0.02%，符合APD的使用要求。

图5 可控电压源工作原理框图

4低纹波的反向偏置电压的设计

稳定电源一般包括整流电路、滤波电路和稳压电路三部分。整流电路将交流电转化为直流电，但是其中仍然含有大量的交流电成分，此时加入滤波电路来滤掉交流部分，但是输出电压中仍然含有一定的脉动交流成分，这种脉动交流成分称为纹波电压。

输出电压与输出电容的关系为：

第4篇：偏置电路设计范文

【关键字】输电线路风偏；在线监测；系统构架；主要功能；应用

1.引言

由于输电线路杆塔与导线通过绝缘子串连接，在风力的作用下绝缘子串会发生摆动，在摆动的过程中输电线路杆塔与导线之间的空气间隙距离减小，当此间隙距离的电气强度不能耐受系统最高运行电压时便会发生击穿放电，因此时刻掌握绝缘子串的风偏，可以及时预防线路风偏事故的发生。目前，随着科学技术的进步，掌握线路风偏的各种新技术、新工艺层出不群，其中输电线路风偏在线监测发展的非常迅速。

2.输电线路风偏的成因及在线监测原理

2.1 发生风偏的原因

当风力作用于导线上，垂直于线路方向的分量将使导线产生横线路的摇摆偏移，摇摆幅度取决于风速，绝缘子、导线自重等因素，摇摆到一定角度后，导线与塔身的距离减少，小于正常运行时的空气间隙，在工频电压下空气间隙击穿放电。空气间隙是通过绝缘子串的风偏角大小确定的。绝缘子串的风偏角可按下式计算：

φ=tg-1[（P1/2+PLH）/（G1/2+W1LH+aT）；= tg-1[（P1/2+PLH）/（G1/2+W1LV）

式中φ―悬垂绝缘子串风偏角，（°）；P1―悬垂绝缘子串风压，N；G1―悬垂绝缘子串重力，N；P―相应于工频电压、操作过电压及雷电过电压风速下的导线风荷载，N/m；W1―导线自重力，N/m；LH―悬垂绝缘子串风偏角计算用杆塔水平档距，m；LV―悬垂绝缘子串风偏角计算用杆塔垂直档距，m；a―塔位高差系数；T――相应于工频电压、操作过电压及雷电过电压气象条件下的导线张力，N；

2.2 监测信息的系统构架

2.2.1 总体架构

输变电设备状态监测系统的总体架构设计如图1：

2.2.2 系统分层和接口分级

输电设备状态监测系统的总体架构自下而上可分为三个层级：装置层、接入层和主站层，如图2所示：

装置层重点发展各类先进适用的传感原理、传感器技术和标准化数据生成技术；接入层重点发展各种集约、高效、智能的信息汇总、信息标准化和信息安全接入技术；主站层重点发展各种监测信息的存储、加工、展现、分析、诊断和预测等数据应用技术。系统分层体系的建立有利于推动公司输电设备状态监测系统的持续改进和发展，使得各层技术更新的相互影响最小化。

随着需求和技术的持续发展，在接入数据标准化的基础上，装置层、接入层和主站层均可以逐步开发和应用智能化技术。装置层在单个装置内部发展智能化技术，接入层基于局部的多装置协同发展智能化技术，主站层则基于电网全局发展智能化技术。

上述分层系统结构中各层之间存在两个接口级别，分别是：第1级接口I1和第2级接口I2。I1接口是监测层与接入层之间的接口，面向监测装置，采用较为底层的接口协议实现。I2接口是接入层到主站层之间的接口，面向主站，采用具有良好扩展性的Web服务方式实现，使系统符合开放灵活的SOA设计理念。

2.2.3 主站系统

主站系统与生产管理信息系统采取一体化设计，依托生产管理信息系统在公司总部和网省公司两级集中部署，实现公司主站系统的统一与规范。继承PMS一体化设计思想，主站系统中输电部分统一设计，实现输电设备状态监测数据处理和信息展现的有机融合，提供用户一致的系统应用体验。

主站系统的组成包括：输电CAG、状态监测数据库、数据加工、数据服务以及各种输电状态监测应用功能。各类输电设备状态监测数据在网省公司和总部主站系统集中存储，地市（包括班组）和网省公司用户均通过登录主站系统（PMS）使用所需的各种状态监测应用功能。

CAG是主站系统的集中关口，主要功能包括：接收各线路CMA发送的状态监测数据和运行工况信息并解析入库、完成数据校验、转发主站系统发出的配置和控制命令以及对进出主站系统的信息进行日志纪录。

状态监测数据采用省级集中存储方式，各类输电设备状态监测数据的存储结构一体化设计，接入数据统一存储，物理数据库独立于PMS数据库。状态监测数据库基于企业级关系型数据库构建，按照分钟级准实时数据的采集速度考虑海量存储的要求。

数据加工模块提供状态监测接入数据的二次加工功能，实现汇总统计、异常信息提取、数据清理以及干扰过滤、趋势拟合等。

状态监测数据服务模块以开放和标准的方式为其它相关系统获取各类输电设备状态监测信息提供在线服务，满足相关系统对状态监测数据的应用需要。此外，主站系统也通过企业级数据中心和ESB总线共享雷电、气象等其它应用系统提供的相关数据。

依据“技术框架与基础应用先行”的原则，主站系统的应用功能设计重点先放在监测告警、信息展现、统计分析和装置管理等基础应用功能上，诊断和预测等高级应用功能根据技术成熟度和应用条件分阶段逐步实现。

网省公司侧主站系统通过数据交换实现与总部侧主站系统纵向贯通，方便于总部的应用与管理。对于非统一推广PMS的网省公司，状态监测信息的纵向贯通由各自的PMS实现。

2.2.4 接入层和装置层

第5篇：偏置电路设计范文

三极管构成的放大器要做到不失真地将信号电压放大，就必须保证三极管的发射结正偏、集电结反偏，以常用的NPN型共射放大电路为例，主流是从集电极到发射极的电流I，偏流就是从基极到发射极的电流I。相对于主电路而言，为基极提供电流的电路就是所谓的偏置电路。偏置电路往往有若干元件，其中有一个重要电阻，往往要调整这个电阻的阻值，以使集电极电流的大小在设计的规范之内。这个要调整的电阻就是偏置电阻。简而言之，偏置电阻就是用来调节基极偏置电流，使三极管有一个适合的静态工作点。也就是说让放大器有一个正常的工作电压，这就与动物一样，要动物想活，你必须要给它食物，让它有活动的能力。给三极管一个偏值电压就是这个目的，让三极管无论何时都能处于放大状态。如果没有偏值电压三极管将在信号的正半周处于放大工作状态（但此时信号电压将要大于二极管的开启电压否则没放大的能力），当信号处于负半周时由于加入的是负电压所以三极管没放大的能力，为了让三极管有放大的能力就要从电源那接一个偏置电路为它提供偏置电压，但是接一个偏置电阻会存在很多缺点和不足，所以往往要接两个甚至两个以上的电阻来提供合适的偏置电压，让偏置电压处于放大状态的中间位置。这个点就是三极管中重要的静态工作Q点。让动态的信号在Q点上下移动，并且不会进入饱和区和截止区。这就是加偏置电阻的目的。

对于静态工作点，不仅关系到放大电路对输入信号能否不失真地放大，而且对放大电路的性能指标有重大影响。因此，应该选择合适的、稳定的静态工作点。这可以通过稳定偏置电路或电流源电路来实现。

下面集中介绍几种偏置电路。

第一种是固定偏置放大电路。

如图所示的电路是最基本的固定偏置电路。

固定偏置电阻的值可以使这个三极管的偏置电流固定在一个范围内，而往往为了精确调整这个三极管的静态工作点，还要加上一个可变微调电阻来调整。我们仅以NPN的共发射极放大电路为例来说明一下放大电路的基本原理。下面的分析仅以NPN型硅为例。三极管的放大作用就是：集电极电流受基极电流的控制（假设电源能够提供给集电极足够大的电流），并且基极电流有很小的变化，会引起集电极电流很大的变化，且变化满足一定的比例关系：集电极电流的变化量是基极电流变化量的β倍，即电流变化被放大了β倍，所以我们把β叫做电流的放大倍数（β一般远大于1，例如几十，几百）。如果我们将一个变化的小信号加到基极跟发射极之间，这就会引起基极电流I的变化，I的变化被放大后，导致了I很大的变化。如果集电极电流I是流过一个电阻R的，那么根据电压计算公式U=R*I可以算得，这电阻上电压就会发生很大的变化。我们将这个电阻上的电压取出来，就得到了放大后的电压信号。把共发射极放大器集电极静态电压设计为电源电压的一半，可以获得最大输出电压动态范围。这也是设计共发射极放大器的基本原则。

当环境温度升高时，虽然I为常数，但β和I的增大会导致I的上升。可见，电路的温度稳定性较差。只能用在环境温度变化不大，要求不高的场合。

第二种是分压式射极偏置电路。

如图所示的电路是广泛采用的一种电流负反馈分压式偏置电路。下面来分析一下该电路。

这种电路组中的R、R和R是组成放大电路的偏置电路，其中R为上偏置电阻，提供基极偏流I，R为下偏置电阻，对流经R的电流起分流作用，R为发射极电阻，起电流负反馈作用，C为发射极交流旁路电容。

分压式射极偏置电路稳定静态工作点原理是：当温度上升时，由于三极管参数（I、β）的影响，使I增大，发射极电位V=IRe亦随之增大。又因为极基电位V为固定值，必然导致加到发射结的正偏电压V减小，I随之减小，促使I减小。这样就牵制了I的增大，从而使I基本不随温度变化，稳定了静态工作点。这种自动调节过程为直流电流负反馈。R越大，直流负反馈的作用就越强，I温度稳定性也就越好。

第三种是集电极―基极偏置电路。

下图为集电极―基极偏置电路，它是利用电压负反馈作用来稳定静态工作点的，称为电压负反馈偏置电路。

集电极―基极偏置电路稳定静态工作点原理是：当温度上升时，由于三极管参数的影响，使I增大，集电极负载电阻R上的电压降随之增大，导致V减小，I减小，促使I减小。这样就牵制了I的增大，从而使I基本不随温度变化，稳定了静态工作点。这种调节过程称为直流电压负反馈。集电极―基极偏置电路不适合R值很小的放大电路。

第四种是温度补偿偏置电路。

下图是温度补偿偏置电路，这种电路是利用热敏元件（如热敏电阻、半导体二极管等）的温度特性来补偿放大器件的温度特性，以减小放大电路静态工作点的温度漂移，达到稳定静态工作点的目的。包括热敏电阻补偿电路和二极管补偿电路等。这里就简单介绍一下热敏电阻补偿电路。

上面两个电路均利用热敏电阻R进行温度补偿。R具有负温度系数，其阻值随着温度的升高而减小。

射极偏置电路在较宽的温度变化范围内都能稳定静态工作点，而且更换β值不同的三极管也具有稳定静态工作点的效果；集电极―基极偏置电路能够克服三极管的I和V的温度特性对I的影响，但不利于克服β变化对I的影响；采用热敏电阻补偿，需通过实验来选配合适的R值及特性，也可使静态工作点稳定；二极管补偿，可在一定程度上进一步提高静态工作点的稳定性。

第6篇：偏置电路设计范文

目前,变配电站综合自动化装置(微机保护)是利用操动机构的分励线圈来进行事故跳闸,操作电源一旦发生故障,继电保护就会拒动.所以变配电站综合自动化装置(微机保护)用于交流操作时,操作电源必须可靠,需要选用带蓄电池的不间断电源.如果操作电源取自电压互感器的二次侧或控制变压器做操作电源,无法保证供电的可靠性,那么事故跳闸必须采用电流脱扣器.发生短路事故时要进行大电流切换,需要采用专用继电器,接点容量必须进行校验.电流脱扣器动作可靠性也必须进行校验.因此,把变配电站综合自动化装置(微机保护)保护跳闸出口(X-11,12,13,14)配用专用大容量继电器KA,增加一对常开干接点,就可以采用去分流式电路,利用电流脱扣器进行事故跳闸.大容量的跳闸接点采用带电保持,断电释放的可靠方式,使得电流脱扣器可靠跳闸.保护原理见图3.图3中微机综合保护JZB的设计在章节3“交流操作电源的微机综合保护设计”中阐述.

2交流操作回路设计方案的优点

由一次供电系统给交流操作电源供电,可靠性和稳定性不如直流系统,但交流操作电源系统也具有成本低或性能可靠及接线简单的优势.一套智能接口的直流电源需15万元以上,这对于农村、小工矿企业的设备更新和改造是一笔巨资,以交流操作系统取代直流操作系统节省了大量资金.如果用节省下来的资金购买8~12回路出线的微机综合二次保护装置,是非常经济的,同时也大大提高了系统的可靠性;交流操作电源可使二次回路简化,维护方便.交流操作不需要专门的电流变换装置,且二次回路简单,发生故障少,日常运行维护方便[6].交流操作电源主要适合以下场合:中小型水电站;中小型工矿企业变配电站;农村的小型变电站;建筑电气中的变配电所;煤矿系统输煤系统生产线等用电系统[7].

3交流操作电源的微机综合保护设计

(1)基本保护功能配置.三段式电流保护(电流速断,限时电流速断,定、反时限过电流);电流闭锁低电压保护;零序电流保护;PT断线报警;接地故障报警;控制回路断线告警.(2)额定交流参数.装置电源:AC220V;交流电压100V;交流电流5A或1A;额定频率50Hz;功率消耗:直流回路正常工作不大于15W,动作时不大于25W;交流电压回路每相不大于0.5VA.交流电流回路:额定电流为5A时,每相不大于1VA;额定电流为1A时,每相不大于0.5VA.接点容量:信号回路为AC220V/5A;跳合闸出口回路为AC380/5A;速断跳闸出口回路为AC380/15A.电源电压范围:DC220V,允许偏差:-20%~+15%;DC110V,允许偏差:-20%~+15%;AC220V允许偏差:-50%~+20%;AC110V,允许偏差:-50%~+20%.(3)交流开入回路设计.采用专用双向光耦并对电路参数进行合理设计后,装置对交流开入的检测速度更快,信号更可靠,检测范围更宽.(4)交流操作电源微机综合保护装置的设计要求.满流供电要求;同时支持直流电源和交流电源供电;AC220V输入和AC100V输入自动适应,不需外加跳线区别,在两种电源水平、电源较大波动范围下正常工作,以保证装置在系统故障时仍能可靠动作;双路电源输入具备自动切换告警功能[8];具有掉电记忆功能,若系统故障失电,在一定时间内,保护装置能正确动作;能与交流操作机构配合,大容量的跳闸接点采用带电保持,断电释放的可靠方式,使得电流脱扣器可靠跳闸;内部增加电容储能元件:在电源板整流回路之前并联大容量电容器件,在外部交流电源消失后,由电容器向装置和操作回路继续供电一段时间,保证装置的正常动作;如果条件允许的场合,可采用交流不间断电源装置(UPS)为保护装置供电[8],则交流操作的微机保护的稳定性和可靠性就更高,可与直流操作电源差不多.

第7篇：偏置电路设计范文

【关键词】电压偏高；电压合格率；仿真分析；治理措施

0 背景

电压合格率提升是电网公司供电可靠性管理领域的重要工作。2015年深圳电网电压合格率指电网公司计划要求存在较大差距。在当前阶段，深圳电网公司范围客户投诉意见，电压质量问题占据了大部分比例，而且与以往电压偏低问题不同，当前电压偏高问题则比较突出，这两种电压问题的治理思路、措施和管理方法有比较大的差异。

为此，本文针对深圳配电网中电压偏高的问题展开系统深入的调研和分析，以负荷率减轻、电缆化率提高为主线分析电压偏高的特性和机理；在此基础上，构建以典型线路为对象的基于PSCAD的仿真模型，通过大量计算掌握电压偏高问题在时间维度、电压幅值变化上的规律；最后，拟结合深圳配电网电压偏高的机理和特点，为其配置相应的治理措施。

1 深圳电网概况

深圳电网是全国供电负荷密度最大的特大型城市电网。2016年深圳电网最大负荷达1626.22万千瓦。最大负荷时深圳电网共有534条线路、106台主变处于重过载状态。但在夜间和节假日用电低谷期，负荷很轻，导致深圳电网负荷波动大，造成31个监测点电压存在同时越上下限的情况。深圳电网公司共设置电压监测点4206个，监测点覆盖率100%。综合电压合格率为99.068%。但仍然存在电压合格率偏低的地区。D类农村监测点综合平均电压合格率仅有95.948%，部分地区甚至更低。与所要求的所有监测点电压合格率达到99.96%还有很大差距。深圳电网各类监测点电压不合格时长中电压偏高和偏低的占比如图1所示，可见，电压偏高已成为影响深圳电网电压合格率的主要因素。

2 电压偏高机理分析

如前所述，深圳配电网的电压合格率，特别是电压偏高的问题近年来却越来越突出。随着电网地快速发展，负荷地波动性日益增大，电缆化率日益提高，在节假日和夜间负荷低谷期，线路末端电压被抬升，电压偏高问题已成为影响电压合格率的最主要因素。

2.1 电压偏高机理分析

分析配电网电压偏高的影响因素和作用机理是对其进行治理的基础，结合仿真结果和深圳配电网实际情况，全面深入分析配电网电压偏高机理。

1）上级中压、高压配电网的影响。上级电网变压器档位配置不合理、调整不及时，最低负荷时刻，500kV主变档位未能及时调整，导致局部110kV、10kV母线电压偏高。

2）深圳负荷波动较大，配变档位选择不合理且均为无载调压。深圳市服务业、商业、市政用电、地铁用电等，其用电高峰期用电负荷很大，但进入低谷期后，其负荷量会急剧下降，导致在其低谷期时，电压有较大幅度的回升。深圳电网配电变压器缺乏有载调压能力，电压频繁上下波动已无法通过调整配变档位等手段解决造。传统习惯上，主网的运行部门还是更多地在防范低电压问题，因此在一些局部站点，变压器变比仍然按照常规的方法配置，е戮植康缪蛊高。

3）无功设备管理不善，不能及时调整其无功补偿设备的抽头或容量。深圳电网变电站无功设备缺陷231项，缺陷主要为熔断器故障（37%）和接头发热（13%）；配网无功补偿装置可用率81%，缺陷主要为被盗（54%）和设备损坏（43%）。在节假日和夜间用电低谷期，电压回升之后，无功设备不能及时调整和退出运行，导致倒送无功，进一步加剧了电压偏高。

4）深圳电网的电缆化率很高，其充电功率大大地抬升了线路末端的电压。当电缆线路越长、电缆化率越高，空载时线路首末段电压偏差越大，这同样是深圳电网出现电压偏高的一个重要原因。

2.2 电缆线路运行仿真分析

限于篇幅，本文以电缆为对象进行讨论。单芯和三芯电缆电容电流计算表达式中，仅电容值不同，故研究单芯电缆可涵盖三芯电缆[2]。通过PSCAD对电缆线路进行仿真，假设有一条电缆线路某段长度为l，单位长度电阻、电感、电容、电导分别为R、L、C、G，忽略线路电导和电缆的绝缘屏蔽和铠甲对电容的影响，该段电缆的阻抗Z=（R+j？棕L）l，导纳为Y=j？棕cl，系统阻抗为XG，变压器阻抗为XT。在短线路情况下分析线路末端电压时，采用分布参数和集中参数模型计算结果相差不大，考虑到深圳电网负荷密度大，这里采用分段式的π型等效电路，将一条电缆线路分成3段。如图2所示为仿真分析原理图。

仿真条件/环境设置：选择型号为YJV22-8.7/15kv3×300mm2的电力电缆，电缆各参数查表可得：R=0.06304Ω/km，L=0.2806mH/km，C=0.37uF/km。系统阻抗0.577Ω，变压器容量为10MVA，短路电压百分数为10.5%。额定电压为10.5KV，线路长度从1km到40km。仿真计算满载和空载时电缆线路首末段电压大小，满载时有功负荷为9.48MW，无功负荷为3.2Mvar。

在以上仿真条件下，随着电缆线路长度的变化，线路首末段也随着变化电压变化。仿真结果如表1所示。

2.3 仿真结果分析

根据表1中的数据可以看出：

1）横向比较，在电缆线路空载时，随着线路的增长，首端电压和末端电压抬升越明显，并且首末端电压差越大。由此可以看出，在配电网中，随着电缆化率的提高，当负荷很轻时，线路上的电压被抬升，从而导致电压偏高。

2）纵向比较，同一线路长度下，轻载和满载时线路末端电压相差很大。而且随着线路的增长，这种偏差越明显。在配电网中，白天用电高峰期，线路满载甚至过载，此时线路末端电压很低，习惯上，更倾向于避免电压偏低问题，因此，在夜间和节假日负荷很轻时，电压回升，导致线路末端电压偏高。电压越限问题顾此失彼。

3 电压偏高治理措施研究

深圳配电网电压偏高问题严重，导致电压偏高的因素众多，应对电压偏高问题进行全面有效治理。以提升客户满意度为出发点，以提高用户端电压合格率为目标，重点推进优化电网规划、加强运行管理两方面工作，系统提升电压质量。

3.1 优化电网规划

进行电网结构调整和负荷调整。1）分散负荷用电时间，改善电压偏高问题。深圳配电网的日负荷变化明显，季节性负荷波动较大，进行日负荷与月负荷调整。调整大功率用电企业的用电时间，错开用电高峰期；2）进行电网结构调整。校核线路末端电压，调整线路供电半径。城中村低压线路配置不合理，部分线路供电半径超长。由表1数据可知，当线路超过8km时，满载和p载时末端电压大，当变压器分接头的选择为了防止重载时末端电压偏低，而在负荷较轻时容易又导致电压偏高的问题。因此需要减小线路供电半径。

3.2 加强运行管理

相关管理手段包括：

1）进行电压调节。（1）加强变压器档位管理，制定配变档位调整原则。（2）配置有载调压变压器。（3）加强变电站母线电压调控，提高AVC覆盖率。

2）进行无功调节。包括逆调压、调整接线方式、更换导线、调压器。

3）并联电抗器补偿。在电缆线路轻载或空载时，由于电缆电容的充电效应，使末端电压升高。并联电抗器可以吸收多余的电容无功功率，将线路在轻载或空载时的电压控制在允许范围之内。深圳配电网结构复杂，同一种补偿方式并不能适用所有的线路。需根据电网的结构、负荷的分布，并综合考虑补偿效果和经济投入，选择合适的补偿方式和补偿位置。因此可根据实际情况采取不同的补偿方式。在线路较长，支路较少，负荷分布均匀的线路，可在线路中段补偿；对于线路较长，负荷集中在线路末端的情况，直接在线路末端进行集中补偿可使经济成本降到最低；对于负荷密集的城市中心地区，集中补偿无法改善整个台区电压偏高问题，必须进行分散补偿。

4 结论

1）深入分析导致电压偏高的影响因素，得出了影响电压偏高的因素有：上级中压、高压配电网的影响；负荷波动较大，配变均为无载调压；无功设备管理不善，不能及时调整其无功补偿设备的抽头或容量；电缆化率很高，轻载时线路末端电压被抬高等。并全面详细地分析了各种导致电压偏高因素的作用机理。

2）构建基于pscad的配电网电压偏高仿真模型。

3）通过电压偏高的机理分析，本文从用户侧和供电侧分别就优化电网规划和加强运行管理两个个方面提出了电压偏高的治理措施。深圳配电网结构复杂，对不同地区需采取多种措施进行综合治理，从而全面有效地治理电压偏高问题，全面提升电网电压质量。

【参考文献】

[1]江明华.关于配电网电压合格率的改善措施的研究[J].科技企业，2016（2）：215-216.

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[3]杨林立.高速铁路电缆贯通线电压分布与补偿研究[D].西南交通大学，2010.

[4]王若愚，谢莹华.深圳电网负荷分类及构成分析[J].南方能源建设，2015（3）：43-46.

[5]张晓东，陈永进.高压交联聚乙烯电缆线路设计计算[M].北京：中国水利水电出版社，2013.

[6]王金凤，包毅，等.城市配电网电容电流补偿研究[J].郑州大学学报（工学版），2012，33（4）：69-72.

第8篇：偏置电路设计范文

关键词：超高层建筑；供配电；电压偏差；供电线路；系统结构；规范性

中图分类号：TU972+.9文献标识码：A 文章编号：

引言

近年来，国内的超高层建筑逐渐增多，因超高层建筑本身使用功能的复杂性，其供配电技术的重要性也日益凸显，这就对超高层建筑供配电系统的设计与施工提出了更高的要求。本文结合我司曾经施工过的大连期货广场B座工程，主要从以下两个方面对超高层建筑供配电系统来进行叙述：控制供配电系统的电压偏差并节省有色金属；施工需注意的要点。

1．控制供配电系统的电压偏差、节省有色金属

超高层建筑中的用电设备种类繁多，为使各类用电设备正常运行且有合理的使用寿命，就必须保证供配电系统的电压偏差符合要求。

1.1 电压偏差是供配电系统各点的实际电压与系统额定电压之差。按照规范要求，用电设备要正常运行，用电设备端子处电压偏差允许值(以额定电压的百分数表示)宜符合下列要求：

一般电动机为±5%。

电梯电动机为±7%。

照明：室内场所为±5%；对于远离变电所的小面积一般工作场所，难以满足上述要求时，可为+5%、-10%；应急照明、景观照明、道路照明和警卫照明为+5%、-10%。

其它用电设备，当无特殊规定时为±5%。

要使超高层建筑中的用电设备端子处电压偏差满足规范要求，在供配电系统设计中，必须正确选择供电线路指标和系统结构。

1.2供电线路的各项指标对供配电系统电压偏差有决定性影响，可以从以下两个供电线路的参数来进行分析，公式如下：

⑴ 供电线路电阻计算公式：

其中，ρ为线路材质的电阻率，单位为欧姆米（Ω. m)；

L为线路长度，单位为米（m）；

S为线路截面积，单位为平方米（m2）；

⑵ 供电线路的电压损失计算公式：

其中，P为线路输送的电功率，单位为千瓦（KW)；

L为线路长度，单位为米（m）；

S为线路截面积，单位为平方厘米（mm2）；

C为线路的材质系数，视导线材质、供电电压、配电方式等而定。

经对比以上两个参数公式：在供电线路的输送功率及材质一定的情况下，线路长度越长，线路截面越小，线路的电阻越大，线路的电压损失也越大；反之，线路长度越短，线路截面越大，线路的电阻越小，线路的电压损失也越小。

由以上对比可以得出结论，系统的电压损失与其线路阻抗成正比，在技术经济合理时，减少供电线路长度，可以减少电压损失，从而缩小电压偏差范围。

普通低层、多层、高层建筑供配电系统的低压出线端（变配电所）一般位于建筑物的地下室或首层；如果超高层建筑供配电系统的低压出线端也置于建筑物的地下室或首层，势必造成超高层建筑中上部设备的供电线路普遍过长，进而会造成线路的电压损失过大。因此，超高层建筑的供配电系统在设计之初就应避免低压供电线路过长的问题，而这一问题必须与供配电系统的系统结构的合理性合并考虑。

1.3系统结构是至关重要的，要使系统的电压偏差满足规范要求，系统结构的设计必须合理。超高层建筑的供配电系统结构应重点考虑变配电所位置、低压供电线路的基本接线方式两个方面。

⑴ 确定变配电所位置的主要原则是其应靠近低压用电负荷中心，该原则制定的出发点之一就是避免低压供电线路过长。规范对变配电所的位置设置也做了相应规定，即对于负荷较大及建筑高度超过100m的超高层建筑，除底层、地下层外，可根据负荷分布将变压器设在顶层、中间层；规范中的100m不是强制性规定，是否需要在建筑的中间层设置变压器还要根据用电负荷的大小及负荷分布情况来确定。大连期货广场B座工程共53层，建筑高度为242米，结合实际负荷情况进行设计后，共计布置了4个变配电所，分别位于地下1层、14层、26层、40层，具体如图1所示。

图1供配电系统图

⑵ 低压供电线路的基本供电方式有放射式接线和树干式接线两种。放射式接线的特点是引出线发生故障时互不影响，供电可靠性高；但其有色金属消耗量较多，导线和开关设备用量大，且系统的灵活性较差；这种接线方式适于对一级负荷供电，特别是用于对大型设备供电。树干式接线的特点与放射式接线相反，系统的灵活性好，采用的开关设备较少，一般情况下有色金属的消耗量较少；但干线发生故障时影响范围大，供电可靠性较低；这种接线方式适于供电容量较小而分布较均匀的用电设备。

大连期货广场B座工程中，采用以树干式接线为主放射式接线为辅的两种接线形式相结合的供电方式，对于小部分容量较大的用电设备或重要用电设备从配电室以放射式直接供电，对各楼层的照明和电力通风空调系统采用树干式供电。超高层建筑的低压供电线路的基本供电方式一般均采用两种方式相结合的供电方式，也在很大程度上解决了低压供电线路过长的问题。

1.4 由于超高层建筑的变压器在建筑的低、中、高层均有设置，也就是变压器均处于负荷中心，这就从根本上解决了低压供电线路过长的问题，使有色金属的消耗量大大减少，从而降低了工程造价；另外，超高层建筑大多采用以树干式接线为主的供电方式，树干式接线的一个主要特点就是有色金属的消耗量较少。因此，超高层建筑的上述系统结构形式不但解决了电压偏差的问题，而且使有色金属的消耗量大大减少，从而节省了工程造价。

2．应注意的施工要点

为了保证超高层建筑的供配电系统能够可靠运行，变配电室、供电线路的施工规范性也是至关重要的，在施工过程中有以下问题应重点注意。

2.1 变配电室的施工

⑴ 可燃油油浸电力变压器室的耐火等级应为一级。非燃(或难燃)介质的电力变压器室、电压为l0kV配电装置室的耐火等级不应低于二级。电压为0.4kV 配电装置室的耐火等级不应低于三级。

⑵ 变配电室位于建筑物中间层或更高层时，通向其他相邻房间的门应为甲级防火门，通向走道的门应为乙级防火门。

⑶ 变配电室位于超高层建筑中间层或更高层时，应注意结构楼板的荷载能力是否满足要求，如不能，应向设计单位提出修改。

⑷ 变配电室位于超高层建筑中间层或更高层时，应设吊装设备的吊装孔或吊装挂钩，吊装孔或吊装挂钩的尺寸及承载能力应满足吊装最大设备的需要。

变配电室位于外墙装饰为玻璃幕墙的超高层建筑中间层或更高层时，如果变配电室的位置紧靠玻璃幕墙且玻璃幕墙无窗槛墙时，则应在靠玻璃幕墙的楼板外沿设置耐火极限不低于1小时、高度不低于0.8米的不燃烧实体裙墙。

为了节省空间，超高层建筑的中间层变配电室可以设置于避难层。

变配电室周围环境不应该多尘或受腐蚀性气体的危害。

由于超高层建筑本身的管道、线路复杂多样，因此，在施工时尤其应注意变配电所非本身所用的明敷线路、管道、风道不能从其中通过。

⑼ 超高层建筑的变配电室的其他要求与普通变配电室相同。

2.2 供电线路及竖井的施工

⑴ 电气竖井应尽量靠近负荷中心，并尽量与中间层或更高层的变配电室联络方便。

⑵ 电气竖井的井壁应为耐火极限不低于1小时的不燃烧体；电气竖井应在每层楼板处用相当于楼板耐火极限的不燃烧体作防火分隔。

⑶ 因超高层建筑有的变配电室设于中间层或更高层，因此，10KV高压电缆需敷设于电气竖井内，高压电缆与低压电缆相互之间应保持0.3m 以上距离或采取隔离措施，并且高压线路应设有明显标志。

⑷ 在进行电缆敷设时，由于超高层建筑的电缆长度及直径一般较大，在敷设时应注意牵引强度不能太大、展放速度不能太快，否则，容易损坏电缆。

⑸ 如果设计为预制分支电缆布线，分支电缆的长度不应大于3m，如不能满足要求，应在不超过3m处装设过电流保护装置。

⑹ 超高层建筑电缆一般设计为矿物绝缘电缆，单芯矿物绝缘电缆进出柜（箱）及支承电缆的桥架、支架及固定卡具，均应采取分隔磁路的措施，防止涡流产生。多根单芯电缆敷设时，应选择合适的排列方式，以减少涡流影响。

第9篇：偏置电路设计范文

【关键词】压控振荡器;差分LC振荡器;低功耗;低相位噪声

1.VCO在接收中的应用

VCO在系统中的位置如图1所示，它属于环路部分，前级为环路滤波器，后级为多模分频器和可编程分频器。

图1 VCO在DRM/DAB接收机中的位置

环路滤波器将PFD（鉴相鉴频器）和CP（电荷泵）产生的控制电压经过滤波之后提供给VCO。VCO根据控制电压（Vcon）和控制字（由I2C控制）产生相应频率的振荡信号，此振荡信号通过多模分频器器之后作为频率源提供给本地振荡器（LO），同时也通过可编程分频器反馈给PFD和CP。VCO输出的振荡信号的频率为PLL输入信号（PFD/CP的输入）频率的N倍（N为可编程分频器的分频比），即fout=Nfin。

2.电路设计

2.1 VCO电路图

图2所示为VCO的总电路图，采用经典的互补型差分耦合压控振荡器结构，并将尾电流去掉，使相位噪声性能得到明显提高。M1和M2为NMOS差分耦合对，M3和M4为PMOS差分耦合对，采用互补型的差分耦合对更容易起振，具有功耗和振幅的优势，相位噪声也较小;开关电容阵列（SCA）用来拓宽频率调谐范围而又不使压控增益过大;SCA由控制字来控制，对谐振腔中的电容进行粗调。可变电容用来在每一个控制字下对谐振腔中的电容进行细调。L即为谐振腔中的电感。缓冲电路用来将VCO的输出信号进行进一步放大，以提高其驱动后级的能力，同时也将VCO和它的后级电路隔离开来，避免VCO的振荡频率和相位噪声性能受后级电路的影响。

图2 VCO总电路图

图2是互补型LC交叉耦合振荡器，该结构同时采用NMOS和PMOS两对差分耦合放大器提供负阻补偿谐振电路损耗的能量。对于相同的偏置电流和MOS管尺寸，互补型结构提供的负阻是单对MOS管结构的两倍，电路起振更容易。由于NMOS对管和PMOS对管分别给对方提供电流，电流可以复用，增大振荡器输出信号摆幅，并且通过优化器件参数使两输出端与中间电路节点上的输出电压波形对称，从而尽可能地减小振荡器的相位噪声。

互补型LC交叉耦合振荡器在输出信号幅度、功耗以及相位噪声等方面具有明显的优势。

2.2 可变电容

本电路采用的是积累型MOS可变电容，属于有源器件，使用时需加偏置电路。图3所示为可变电容的电路图，R1、R2、R3和R4为可变电容的管子提供偏置。C1和C2为隔直电容，使可变电容的偏置电路独立于其它电路，互不影响。Vcon为控制电压，是环路滤波器的输出，用来控制可变电容的电容值。

图3 可变电容的电路图

2.3 开关电容阵列（SCA）

图4所示为开关电容阵列的电路，有四个控制字D0、D1、D2和D3，可以有16种组合。CF为滤波电容。图5所示为开关电容阵列中所使用的MOS开关管，在控制字端和源（漏）端之间加入反相器，数模混合，使MOS开关管的源（漏）极的电压有确定值（低或高）且始终大于等于0，使得开关管电路对噪声不敏感。

图4 开关电容阵列

图5 MOS开关管

2.4 缓冲电路

图6所示为缓冲电路，由一个反相器和一个推挽放大器组成，采用两级电路之后具有高隔离度。其中Rb1和Rb2是偏置电阻;Rf是反馈电阻，可使电路更稳定;Cd0、Cd1和Cd2是隔直电阻，使各电路的偏置相互独立，互不影响。

图6 缓冲电路

3.仿真结果

3.1 工作电流

图7所示为仿真得到的工作电流，平均值为4.75mA，如果除去起振时候的过冲电流的话，基本上可以达到4mA。表2对各个工艺角下的工作电流做了对比，可以看出工作电流最坏情况下为5mA左右，功耗符合设计要求。

表1 控制字0111下的工作电流

工艺角 TT FF SS

工作电流平均值（包括起振电流）/mA 4.75 5.68 3.99

图7 工作电流（0111 TT）

3.2 瞬态特性

图8所示为瞬态仿真的结果。在起始条件中设置一个500mV的电压之后，VCO能够快速起振，振荡曲线和振荡频率正常，实现VCO的基本功能。其它工艺角下结果类似。

图8 瞬态仿真结果（控制字为0111 vcon=0.9V，TT）

图9 压控特性曲线（TT）

图10 相位噪声曲线（控制字0000，vcon=0.9，TT）

3.3 压控特性曲线

图9所示为TT工艺角下的压控特性曲线。从总的压控曲线上可以看出频率调谐范围为2.5G～3.1G，在实现宽调谐范围的同时又保持了较低的压控增益。控制字为1110时压控增益较低，平均值为60MHz/V左右。其它工艺角下结果类似。

3.4 相位噪声

图10为在0000控制字下仿真得到的相位噪声曲线，对不同工艺脚分析相位噪声，可看出相位噪声随着控制字的增加而减小，因此在对TT工艺角的所有控制字进行相位噪声仿真之后，只需对FF和SS工艺角的第一个控制字和最后一个控制字以及中间的一部分控制字的相位噪声进行仿真，便可知所有控制字下的相位噪声性能。在频偏为1MHz时相位噪声基本分布在-118dBc/Hz～-122dBc/Hz，基本满足低相位噪声的要求。

4.结语

本文设计了可应用于DRM/DAB接收机的压控振荡器，并对普通的电路结构进行改进，以降低功耗和相位噪声，经仿真分析，性能满足设计要求，但仍有些需要改进的地方，在后续设计中应通过进一步优化可变电容的偏置电压及改进算法，提高压控增益曲线的线性度及相位噪声曲线的平滑性。

参考文献

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