电路补偿法的基本原理精选(九篇)

第1篇：电路补偿法的基本原理范文

引言

接触式电能传输通过插头—插座等电连接器实现电能传输，在电能传输领域得到了广泛使用。但随着用电设备对供电品质、安全性、可靠性等要求的不断提高，这一传统电能传输方法所固有的缺陷，已经使得众多应用场合不能接受接触式电能传输，迫切需要新颖的电能传输方法[1]。

在矿井、石油钻采等场合，采用接触式电能传输，因接触摩擦产生的微小电火花，就很可能引起爆炸，造成重大事故[2]。在水下场合，接触式电能传输存在电击的潜在危险[3]。在给移动设备供电时，一般采用滑动接触供电方式，这种方式在使用上存在诸如滑动磨损、接触火花、碳积和不安露导体等缺陷[4][5]。在给气密仪器设备内部供电时，接触式电能传输需要采用特别的连接器设计，成本高且难以确保设备的气密性[6]。

为了解决传统接触式电能传输不能被众多应用场合所接受的问题，迫切需要一种新颖的电能传输方法。于是，非接触式感应电能传输应运而生，成为当前电能传输领域的一大研究热点。本文首先给出了这种新颖电能传输方法的基本原理，分析了影响系统电能传输的关键因素；接着围绕着提高系统电能传输效率和减小供电电源的电压电流定额的要求，针对不同应用场合，对原副边进行了相应的补偿设计；对系统的稳定性和可控性问题进行了讨论。最后，基于以上分析，给出非接触式感应电能传输系统的一般设计方法。

1 非接触式感应电能传输系统

非接触式感应电能传输系统的典型结构如图1所示。系统由原边电路和副边电路两大部分组成。原边电路与副边电路之间有一段空隙，通过磁场耦合相联系。原边电路把电能转换为磁场发射，经过这段气隙后副边电路通过接受装置，匝链磁力线，接受磁场能量，并通过相应的能量调节装置，变换为应用场合负载可以直接使用的电能形式，从而实现了非接触式电能传输（文中负载用电阻表示以简化分析）。磁耦合装置可以采用多种形式。基本形式如图2(a)原边绕组和副边绕组分别绕在分离的铁芯上；图2(b)原边采用空芯绕组，副边绕组绕在铁芯上；图2(c)原边采用长电缆，副边绕组绕在铁芯上。

在该非接触式感应电能传输系统中，原副边电路之间较大气隙的存在，一方面使得原副边无电接触，弥补了传统接触式电能传输的固有缺陷。另一方面较大气隙的存在使得系统构成的磁耦合关系属于松耦合（由此，这种新颖电能传输技术通常也称为松耦合感应电能传输技术，记为LCIPT），漏磁与激磁相当，甚至比激磁高，限制了电能传输的大小和传输效率。为此，通常需要在原副边采用补偿网络来提升电能传输的大小和传输的效率，同时减小电源变换器的电压电流应力。而且在该系统的分析中，因磁耦合装置为松耦合，因此，通常用于磁性元件分析的变压器模型不再适用，必须采用耦合电感模型分析该系统中的电磁关系，同时考虑漏感和磁化电感对系统工作的影响。

图3给出磁耦合装置采用耦合电感模型的系统等效电路图。原副边磁耦合装置的互感记为M。

设原边用于磁场发射的高频载流线圈通过角频率为ω，电流有效值为Ip的交流电。根据耦合关系，副边电路接受线圈中将会感应出电压

Voc=jωMIp （1）

相应的，诺顿等效电路短路电流为

式中：Ls为副边电感。

若副边线圈的品质因数为Qs，则在以上参数下，副边线圈能够获得的最大功率为

从式(3)可以看出，提高电能传输的大小可以通过增大ω，Ip，M和Qs或减小Ls。但受应用场合机械安装和成本限制，LCIPT系统中，M值一般较小，而且一旦磁耦合装置设计完成后，M和Ls的值就基本固定了。能够作调整的是乘积量(ωIp2Qs)。从工程设计角度考虑，在参数选择设计中，Qs一般不会超过10，否则系统工作状态将对负载变化、元件参数变化和频率变化非常敏感，系统很难稳定。由此对传输电能大小调节余度最大的是乘积ωIp2。从该关系式可见频率与发射电流的关系：提高频率ω，可以减小原边电流Ip，反之亦然。在传输相等电能及其它相关量不变情况下，采用高频的LCIPT系统与采用低频的LCIPT系统相比，所需的发射电流大大降低，电源变换器电流应力及系统成本大大降低。因而LCIPT比较适合采用高频系统。但限于目前功率电子技术水平和磁场发射相关标准，系统频率受到限制。根据应用场合的不同，系统采用的频率范围一般在10kHz～100kHz之间。

图4

2 系统补偿

2.1副边补偿

在松耦合感应电能传输系统中，若副边接受线圈直接与负载相连，系统输出电压和电流都会随负载变化而变化，限制了功率传输。

为此，必须对副边进行有效的补偿设计。如图4所示，基本的补偿拓扑有电容串联补偿和电容并联补偿两种形式。

在电容串联补偿电路中，副边网络的阻抗为

输出功率为

当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感抗与容抗互消，为纯电阻，输出电压与负载无关，等效于输出电压为副边开路电压的恒压源，理论上电能传输不受限制。

电容并联补偿电路副边网络的导纳为

输出功率为

式中：Isc为副边短路电流。

当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感纳与容纳互消，为纯电导，输出电流与负载无关，等于副边短路电流，理论上电能传输不受限制。

为使副边谐振频率为系统频率，补偿电容的取值应满足式(5)和式(7)中的虚部为零。

在松耦合感应电能传输系统中，副边电路对原边电路的工作的影响，可以用副边电路反映至原边电路的反映阻抗Zr来表示。

式中：Zs对应副边网络阻抗，见式(5)和式(7)，反映阻抗结果列于表1中(ω0为系统频率)。

表1 原副边采取不同补偿拓扑时的补偿电容及反映阻抗值

副边补偿拓扑

副边补偿电容Cs值

副边电路反映至原边的阻抗

电 阻电 抗电容串联补偿

1/(ω02Ls)

(ω02M2)/R

电容并联补偿

1/(ω02Ls)

(M2R)/Ls2

－(ω02M2)/Ls

2.2原边补偿

LCIPT系统中，原边载流线圈中流过有效值较高的高频电流，可直接采用PWM工作方式的变换器获得这一高频电流，变换器的电压电流定额较高，系统成本高。为此，必须采取必要的补偿措施，来有效降低变换器电压电流定额。与副边补偿相似，根据电容接入电路的连接方式，也可采用串联补偿和并联补偿两种基本补偿电路。

在电容串联补偿电路中，电源的负载阻抗为

电容电压补偿了原边绕组上的电压，从而降低了电源的电压定额。

在电容并联补偿电路中，电源的负载导纳为

电容电流补偿了原边绕组中的电流，从而降低了电源的电流定额值。设计时保证式（10）和式（11）的虚部在系统谐振频率处为零，可

以有效降低电源的电压电流定额，使得电压电流同相位，输入具有高功率因数。其结果列于表2中。

原边采取何种补偿电路，对应用场合的依赖性很大。当原边采用较长电缆时，电缆端电压会很高，适合采用串联补偿，降低电源电压应力；当原边采用集中绕组时，为了磁场发射需要，一般要求较高电流，适合采用并联补偿，降低电源电流应力[7]。3 系统稳定性和控制

LCIPT系统中，原副边都采用电容补偿时，系统是一个四阶系统，在某些情况下，会出现分歧现象[8]。特别是在原边电路的品质因数Qp比副边电路的品质因数Qs小，或两者相当时，系统很可能不稳定，此时必须对系统进行透彻的稳定性分析。同时，在LCIPT系统中，控制方案的合理选择对系统稳定和电能传输能力非常关键。目前，常采用两种基本控制方案：恒频控制和变频控制[9]。

恒频控制有利于电路元件的选择，但恒频控制对应的问题是，电路实际工作中电容不可避免地会因为损耗产生温升，导致电容量下降，副边实际工作谐振频率会升高，原副边电路不同谐，使得电能传输受损[10]。变频控制可以通过实时控制原边谐振频率，使其跟踪副边谐振电路频率，使得原副边电路同谐，获得最大电能传输。但在变频控制中，电源输入电压和输入电流相角与频率之间的关系很可能出现分歧现象，引起系统不稳定。为此，必须对原副边的品质因数加以严格限制。

4 LCIPT系统设计

对于紧耦合感应电能传输系统，原副边的电能关系可以近似用原副边匝比变换关系来表示，因而其系统设计可以分为三个独立部分：原边电路、紧耦合磁件、副边电路，分别进行设计。紧耦合磁件的设计也有较成熟的设计步骤可依。

但在松耦合感应电能传输系统中，原副边电路的工作依赖性很大，如式(3)所示，原副边的电能传输关系由多个变量决定，这些变量必须根据现有功率电子水平，及相关设计经验初选一些值，然后根据相关公式进行下一步计算，确定参数。在整个设计过程中，所出现的多个变量都必须进行选择，而这些变量并非孤立的，而是相互之间都存在着一定的制约关系。因而，松耦合感应电能传输系统的设计比紧耦合感应电能传输系统要复杂得多。这里把松耦合感应电能传输系统中出现的每个变量的含义，及选取方法做一说明，并绘成相应的流程图，如图5所示，以便理解。设计步骤如下。

4.1 选择频率

选择系统工作频率是LCIPT系统设计的第一步，从式(3)可以看出，频率大小的选取，与电源的复杂程度、成本及系统电能传输大小有密切关系。要综合考虑应用场合对系统体积重量要求、目前功率电子水平及相关系统的设计经验来选取频率。就目前功率电子水平及系统成本考虑，选择10kHz～100kHz之间的频率比较合理。随着功率电子水平的不断进步，系统频率可望进一步提高，从而使得系统体积更小、重量更轻。

4.2 选择松耦合感应装置

紧耦合感应装置（如广泛采用的变压器）的结构一般受限于现有的铁芯结构，因而结构形式有限。但松耦合感应装置却不受铁芯结构限制，根据各种应用场合的需要，可能会出现多种结构形式。在很大程度上，这些松耦合感应装置要依靠相关的设计经验来选择。确定松耦合感应装置结构后，要标定一些基本的参数，如原副边线圈电感量、耦合系数、互感等。

4.3选择原边电流Ip

在LCIPT系统中，传输电能大小、原边电源变换器的成本都与用于磁场发射的原边电流Ip直接相关。一般从相对较小的电流值开始选取Ip，从而对应电源的低电流应力。若经计算后，这一Ip电流值不满足系统电能传输要求，可进一步增大电流值，再进行计算验证，直至系统设计满足要求。

4.4 确定(VocIsc)值

根据所选择的电磁装置，在原边电流为所选Ip时，测试出副边接受线圈的开路电压Voc和短路电流Isc。确定这一乘积(VocIsc)也可以用一个与设计的接受线圈同匝数的小尺寸接受线圈来完成，避免因为接受线圈电流定额不够而返工。当然，也可采用相应的电磁场仿真软件包进行模拟设计。但仿真设计过程比较复杂[11]。

4.5确定副边补偿

4.5.1 副边补偿等级

副边电路不加补偿时，负载能够获得的最大功率传输等于(VocIsc/2)[11]。如果负载所需功率值超过这一值，则副边需要采用补偿电路，副边电路的品质因数可用式（12）计算。

式中：P为至负载的传输功率。

从而副边所需要的V·A定额为

如果副边实际的VA定额高于式(13)的计算值，系统就可以传输所需的功率。反之，该设计不能传输所需功率P，必须对设计作出相应的调整来增加功率传输能力。一般可以考虑以下4种途径：

——加粗接受线圈绕组线径或增大铁芯截面积；

——增大原边电流；

——改进电磁装置的耦合程度，提高互感值M；

——适当提高系统频率。

第1种方案增加了副边的成本；第2种方案增加了原边的成本；第3种方案增加了松耦合感应装置的成本；第4种方案受现有功率电子技术的限制。实际设计中，应综合考虑性能和成本选择性价比最好的方案作为最优设计。

4.5.2 副边补偿拓扑

当副边VA定额满足设计要求后，下一步就应当确定副边补偿具体采用的拓扑形式。补偿拓扑的选择依赖于具体的应用场合。并联补偿对应电流源特性，适合于电池充电器等场合；串联补偿对应于电压源特性，适用于电机驱动供电等场合。

4.6 确定原边补偿

副边补偿设计完成后，设计原边补偿。根据已知的原边电流和松耦合感应装置原边绕组电感量，可以确定原边绕组端电压。从而计算出原边VA定额，用实际传输功率除以这一VA定额，可以得到原边品质因数Qp的大小。如前所述，原边补偿电路形式也取决定于应用场合。当原边采用较长电缆时，适合采用串联补偿；当原边采用集中绕组时，适合采用并联补偿。

4.7 系统稳定性和控制性核查

最后一步要对系统稳定性和控制性进行核查，这是系统能否在实际应用场合被采用的最关键的一步。如上所述，若Qp

第2篇：电路补偿法的基本原理范文

【关键词】谐波;有源电力滤波器;应用

一、谐波研究背景

当代世界电力工业中，几乎都采用交流供电方式。在理想情况下，电源以单一且固定频率（50HZ或60Hz）向电网提供正弦变化的电压。电网可以视为一个线性系统，系统中各个点的电压，电流会和电源有相同频率的正弦变化，这些电气量只存在幅值和相位的不同。但随着电力电子技术的发展，电力系统中非线性负荷快速增加，实际系统已经不能近似为理想系统，直接的表现形式就是电压、电流出现了波形的周期性畸变。从频域分析的角度就是说，这些电压，电流的波形之中不仅包含了与电源相同频率的基波正弦分量，还有一系列频率是基波频率整数倍的高频正弦分量。这些高频分量统称为电力系统谐波，当电力系统中谐波含量过高时，也可以说存在较重的谐波污染时，电网的安全性和可靠性将会受到威胁，而传统的理论或方法（如正弦电路向量分析法等）也无法应用。因此，电力谐波已经成为世界各国政府，科学界广泛关注的问题，谐波的研究是很有意义的。

二、谐波产生原因与危害

随着我国改革开放的不断深化，现代电力电子变换技术产品等非线性负载的普及应用，一方面是科技发展的表现，另一方面却对电网产生了诸如谐波含量和无功功率增高的不利影响，这使得电网污染成为日益突出的严重问题，因此需要“实施绿色电力电子、打造绿色电网”，就必须首先解决电网污染的这个难题。根据相关的电路知识，负载的电流与加在两端的电压不呈线性关系，从而形成了非正弦的电流，这些非正弦的电流中就包含有谐波，所以可以得出结论：非线性负载是产生谐波的根本原因。关于电网中谐波的来源，可以概括为以下三个方面：

（一）由于发电源质量问题从而产生谐波，这是因为在制作发电机内部的三相绕组时，几乎不可能做到绝对对称，同样发电机内部的铁心也不会绝对的均匀一致。

（二）输电网以及配电网中由于电力变压器的存在，会不可避免的产生谐波。

（三）由用电设备所产生的谐波，这些用电设备主要是指非线性负载。

电力系统中的谐波会造成许多危害和负面影响，这些危害以及负面影响可以概括为以下几个方面：

（一）电网中各个元件由于谐波产生了附加损耗，降低了输电，用电效率。

（二）谐波会对继电保护装置，自动控制装置等形成干扰甚至造成误动。

（三）谐波可能会在电网局部引起串联谐振或并联谐振，谐波电流将放大几倍甚至几十倍，严重威胁电气设备安全并诱发事故。

（四）电气测量仪表会因谐波产生计量误差，给供电部门和用户造成直接经济损失。

三、波抑制与无功补偿装置

想要解决电网谐波污染的问题，主要的解决方案可以从两个方面入手：一是减少谐波的产生，另一个方法是安装谐波补偿装置用来补偿谐波，此方法对于各种谐波源都是适用的，哪里有消耗就在哪里产生补偿，这个浅显易懂的道理可以视作无功功率补偿方法的基本原理，常用的无功补偿装置主要有以下四类：同步调相机、开关投切固定电容、静止无功补偿器、静止无功发生器。一方面，一种设备或者装置会产生出谐波，那么很有可能它也会消耗无功功率;另一方面，在抑制谐波的同时往往也可以起到补偿无功的作用，因此将无功补偿与谐波抑制的研究结合起来，在现阶段看来是十分有必要的。谐波是原本正弦的信号发生了畸变，无功功率使得同相位的电压与电流出现了相位差，这些现象在物理学中都可以视作为波形问题，可以用综合补偿的方法来处理电力系统中的谐波和无功功率问题，有源电力滤波器就是一种同时集合了谐波抑制和无功补偿功能的新型装置。

四、有源电力滤波器的起源、发展

APF的基本思想最早可以追溯 1969 年Bird和Marsh发表的论文，文中完整地提出具有功率处理能力的有源电力滤波器的概念，这可看作是APF基本思想的萌芽。首次完整地描述APF工作的基本原理的学者是H.Sasaki和T. Machida。1976年美国西屋公司的L.Gyuig正式提出了APF的方案，他所说的APF是采用大功率晶体管PWM逆变器结构，其基本原理就是通过逆变产生与谐波电流等值反向的电流，并注入电网，从而达到滤除谐波，净化电网的目的。

上世纪八十年代末，并联型APF、混合型APF、串联混合型APF等多种拓扑结构的有源电力滤波器相继出现。上世纪九十年代中期至本世纪初，自适应、神经网络、滑模控制、重复控制、遗传算法等现代智能控制方法得到了长足地发展。近几年来，研究APF技术逐渐成为热点，美日等国已经有许多大容量APF相继投入到工业应用中，在谐波抑制以及无功补偿方面都取得良好的效果。

五、APF的原理及分类

并联型的APF主要由电流检测电路以及电流补偿电路两大部分组成，将电路负载电流中的谐波分量以及无功电流分量检测出来是电流检测电路的任务，电流补偿电路通过对逆变电路进行控制，使其产生与谐波电流以及无功电流反向的补偿电流，从而实现补偿电路中由非线性负载所引起负载电流中的谐波分量和无功电流分量的目的。按照接入电网的方式， 有源电力滤波器又可以分为并联型有源电力滤波器、串联型有源电力滤波器和混合型有源电力滤波器。并联型有源电力滤波器结构是最简单、最基本的APF，主电路由逆变器构成，它与电网电压构成并联关系，通过向电网中注入与检测所得谐波大小相等、相位相差1800 的电流信号，将电网中的谐波抵消，实现将非线性负载所产生的谐波滤除，达到净化电网的目的。并联型APF思路清晰，容易实现，因此应用最多。串联型有源电力滤波器用于补偿电压谐波。串联型APF以串入电网的方式向电网中注入谐波电压信号，实现将电网电压变为标准正弦波。但在实际应用中，安装、维护相对复杂，费用较高。

混合型有源电力滤波器，它是将串联型、并联型APF混合起来使用，混合型有源电力滤波器不仅包括串、并联的混合，还包括有源电力滤波器与无源滤波器的混合，混合型APF 的谐波补偿能力是最强的，但是从结构上可以很容易知道，混合型APF需要大量的电力电子器件，安装、使用和维护都非常复杂，使用很不方便，尤其是成本太高，性价比很低，因此使用并不广泛。谐波污染问题向电网供电质量提出了严峻的挑战，本文对电网中存在的谐波以及无功功率的起因、危害、治理措施进行了较为详细地阐述，最后找到了可以同时实现谐波治理和无功功率补偿的功能的办法，那就是应用APF，因此，APF有着广泛的应用空间。

参考文献

[1]王兆安，杨君，刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京：机械工业出版社，2004.

[2]吴勇.有源电力滤波器若干关键技术研究[D].华中科技大学，2007.

[3]罗安.电网谐波治理[M].北京：中国电力出版社，2006.

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第3篇：电路补偿法的基本原理范文

关键词：Labview；电位差计；补偿法

电位差计主要用于电压的精确测量，是利用电压补偿原理构造的仪器。《电位差计的使用》是大学物理实验重要的基础性实验，是很多高校必做的实验项目之一。主要原因是它的工作原理，因此通过电位差计的使用，使学生掌握补偿法的原理，学会正确使用精密仪器。

一、电压补偿原理

补偿原理就是利用一个电压或电动势去抵消另一个电压或电动势，其原理可用图1来说明。两个电源E0和Ex正极对正极、负极对负极，中间串联一个检流计G构成闭合回路。要测电源Ex的电动势，可通过调节电源E0，使电路没有电流，则

Ex=E0

这时电路处于补偿状态。若已知补偿状态下E0的大小，就可确定Ex，这种利用补偿原理测电位差的方法叫补偿法。

二、电位差计原理

如图2所示，Es为标准电池，Ex为被测电源，E是工作电源，G是检流计。由E、R、Rs与Rn串联组成的电路称为辅助回路；由Es、S1、G、Rs组成补偿回路；Ex、Rx、G、S1构成测量回路。

将S1置于1，调节Rn使辅助回路的电流I为某一值时使Rs两端的电压与标准电池电动势Es相补偿，检流计中无电流通过，此时有

I=Es/Rs

I即为工作电流。

将S1置于2，调节R的滑动端，再次使检流计指零，有

Ex=IRx=EsRx/Rs

如果Es、Rs均为已知准确值，则被测电动势Ex的大小，在电阻Rx的位置上可以直接标出与IRx对应的电动势。

三、Labview实现电位差计

Labview是由美国国家仪器（NI）公司研制开发的图形化编程语言。利用它可以方便地建立自己的虚拟仪器。本文是利用Labview实现模拟电位差计实验装置及操作，使学生在课下能预习和掌握电位差计的使用方法并体会补偿法的物理意义。

Labview程序分为前面板和程序框图代码两部分。本程序按键布局基本按照UJ31型电位差计设。程序中可以通过设定温度给出标准电池的准确电压值，同时给出待测电压值（可以隐藏）。同学按照实验步骤操作，最后用测出的结果与给定值相比较，判断实验的结果是否正确。（图3所示为程序前面板，图4为程序框图代码）

四、结束语

本文用Labview来模拟电位差计，其主要优点就在于可以用软件实现真实的电位差计操作。电位差计实验中标准电池和检流计都是比较精密的仪器，实验中应时刻注意按照要求步骤操作，否则可能损坏仪器。利用这样的一个程序，同学可以在实验之前，用电脑模拟操作过程，了解注意事项，既可以熟悉操作规范又可以避免实验中造成不必要的损失。

参考文献：

第4篇：电路补偿法的基本原理范文

关键词：Z-元件、敏感元件、温度补偿、光敏、磁敏、力敏

一、前言

半导体敏感元件对温度都有一定的灵敏度。抑制温度漂移是半导体敏感元件的常见问题，Z-元件也不例外。本文在前述文章的基础上，详细介绍Z-元件的温度补偿原理与温度补偿方法，供光、磁、力敏Z-元件应用开发参考。

不同品种的Z-元件均能以简单的电路，分别对温、光、磁、力等外部激励作用输出模拟、开关或脉冲频率信号[1][2][3]，其中后两种为数字信号，可构成三端数字传感器。这种三端数字传感器不需放大和A/D转换就可与计算机直接通讯，直接用于多种物理参数的监控、报警、检测和计量，在数字信息时代具有广泛的应用前景，这是Z-元件的技术优势。但由于Z-元件是半导体敏感元件，对环境温度影响必然也有一定的灵敏度，这将在有效输出中因产生温度漂移而严重影响检测精度。因而，在高精度检测计量中，除在生产工艺上、电路参数设计上应尽可能降低光、磁、力敏Z-元件的温度灵敏度外，还必须研究Z-元件所特有的温度补偿技术。

Z-元件的工作原理本身很便于进行温度补偿，补偿方法也很多。同一品种的Z-元件，因应用电路组态不同，其补偿原理与补偿方法也不同，特就模拟、开关和脉冲频率三种不同的输出组态分别叙述如下。

二、模拟量输出的温度补偿 对Z-元件的模拟量输出，温度补偿的目的是克服温度变化的干扰，调整静态工作点，使输出电压稳定。

1．应用电路

Z-元件的模拟量输出有正向(M1区)应用和反向应用两种方式，应用电路如图1所示，其中图1(a)为正向应用，图1(b)为反向应用，图2为温度补偿原理解析图。

2．温度补偿原理和补偿方法

在图2中，温度补偿时应以标准温度20℃为温度补偿的工作基准，其中令：

TS：标准温度

T：工作温度

QS：标准温度时的静态工作点 Q：工作温度时的静态工作点

QS￠：温度补偿后的静态工作点

VOS：标准温度时的输出电压

VO：工作温度时的输出电压

在标准温度TS时，由电源电压E、负载电阻RL决定的负载线与TS时的M1区伏安特性（或反向特性）相交，确定静态工作点QS，输出电压为VOS。当环境温度从TS升高到T时，静态工作点QS沿负载线移动到Q，相应使输出电压由VOS增加到VO，且VO＝VOS＋DVO，产生输出漂移DVO，。若采用补偿措施在环境温度T时使工作点由Q移动到QS￠，使输出电压恢复为VO，则可抑制输出漂移，使DVO＝0，达到全补偿。

(1)利用NTC热敏电阻

基于温度补偿原理，在图1(a)、(b)中，利用NTC热敏电阻Rt取代负载电阻RL，如图3(a)、(b)所示，温度补偿过程解析如图2所示。

在图3电路中，标准温度TS时负载电阻为Rt，当温度升高到工作温度T时，使其阻值为Rt￠，可使静态工作点由Q推移到QS￠，由于Rt.<Rt￠，故应选NTC热敏电阻。当温度漂移量DVO已知时，只要确定标准温度时的Rt值及合适的温度系数(即B)值，使得在工作温度时的阻值为Rt￠，即可达到全补偿。

(2)改变电源电压

基于温度补偿原理，补偿电路如图4(a)、(b)所示，图5为补偿过程解析图，其中负载电阻RL值不变，当温度由TS升到T时，产生输出漂移DVO，为使DVO=0，可使ES相应增大到ES￠，若电源电压的调整量为DE，且DE= ES￠-ES，要满足DE=-KDVO的补偿条件，可达到全补偿。其中，K为比例系数，“负号”表示电压的改变方向应与输出漂移方向相反，比例系数K与负载线斜率有关，可通过计算或实验求取，且：

为了得到满足补偿条件的按温度调变的电源电压，实际补偿时可采用缓变型 PTC热敏电阻、NTC热敏电阻或温敏Z-元件来改变电源电压E，达到补偿的目的：

①采用缓变型PTC热敏电阻

采用缓变型PTC热敏电阻的补偿电路如图6所示。

在图6中，Z-元件与负载电阻RL构成工作电路，工作电路的直流电源电压E由集成稳压电源LM317电路供电，Rt为缓变型热敏电阻，采用热敏电阻Rt的LM317电路的输出电压为：

按温度补偿要求，当温度增加时，电源电压E应该增加，Rt应该增加，故Rt应选缓变型PTC热敏电阻。R2用于设定电压E的初始值，合理选择PTC热敏电阻Rt的初始值及其温度系数，使之满足DE=-KDVO的补偿条件即可达到补偿的目的。

②采用NTC热敏电阻

因缓变型PTC热敏电阻市售较少，而且补偿过程中温度系数也难于匹配，多数情况应采用NTC热敏电阻。

若采用NTC热敏电阻进行补偿时，也可采用图6所示电路，但要把R1与Rt互换位置。

当采用NTC型热敏电阻时，为了便于热敏电阻的补偿匹配，可利用运算放大器，实际补偿电路如图7所示。

 

在图7中，Rt为NTC热敏电阻，A为由单电源VCC供电的反相输入运放构成的比例放大器，通过该运放的反相作用，使LM317的输出电压EO适合工作Z-元件工作电压E的补偿极性要求。例如，温度升高时，EO下降，E增加；反之温度降低时，EO增加，E减少。该补偿电路的另一优点是，可通过运放比例系数的附加调整便于NTC热敏的补偿匹配。

(3)差动补偿

①并联差动补偿

运放的第一级几乎没有例外均采用差动电路，并利用差动电路的对称性和元器件特性的一致性来补偿温度漂移。Z-元件也可采用这种方法，补偿电路如图8所示。其中，图8(a)为正向应用，图8(b)为反向应用，图8(c)为实际补偿电路。其中Z为工作Z-元件，ZC为补偿Z-元件，RL与RC为相应的负载电阻。

补偿原理：对差动对称电路，当左右两侧工作Z-元件Z与补偿Z-元件ZC的静态伏安特性与动态温度系数完全一致，以及电阻RC与R阻值及其温度系数也完全一致时，采用浮动输出，因始终保持VO=VOC，当环境温度改变时，也不会产生温漂，而工作Z-元件有其它外部激励作用(如光、磁、力等)时，则可产生有效输出。

理论上，若左右元器件完全对称，在标准温度TS时，浮动输出DVO=VO-VOC=0，当温度升高到工作温度T时，因左右两支路电流同步增加，DVO=VO-VOC=0仍然成立。实际上，左右两支路元器件不可能完全对称，特别是Z-元件有一定的离散性，使DVO不可能完全为0。因而，除按补偿精度要求，对Z-元件的一致性进行严格筛选外，在电路上应采用辅助调整措施，如图8(c)中利用电位器RW。

②串联差动补偿

并联对称补偿的缺点是浮动输出，为变成单端输出还需要一个双端输入到单端输出的转换电路。采用串联对称补偿可克服这一缺点。

串联对称补偿的原理电路如图9所示。其中图9 (a)为正向应用，图9 (b)为反向应用，图9 (c)和(d)为实用化补偿电路。

补偿原理：该补偿电路为“上下对称”结构，元器件的一致性要求与并联对称补偿的要求相同。在标准温度TS时，工作电流流过上下分压支路，使输出电压VO=E/2。温度升高到工作温度T时，工作电流虽然增加，但输出电压VO仍为E/2，不产生温度漂移。而工作Z-元件当有其它外部激励作用时，可产生有效输出。  

该补偿电路的缺点是静态输出电压不为零，为使静态输出电压为零，需附加电平位移电路。

三、开关量输出的温度补偿

开关量输出电路示于图10，(a)为电阻接地，(b)为Z-元件接地。开关量输出的温度补偿与模拟量输出的温度补偿相比，两者的补偿目的不同。后者是模拟信号，当温度改变时，引起静态工作点偏移，通过补偿调整静态工作点，使输出电压恢复稳定。前者是数字信号，数字信号的温度稳定性及其补偿技术是一个新问题。在研究开关量输出补偿原理与补偿方法之前，必须先引入有效跳变与跳变误差的新概念。

1．有效跳变与跳变误差

温、光、磁、力四种Z-元件均可相应构成温控、光控、磁控、力控开关，提供开关量输出，用于对物理参数的监控与报警。其中，除温控开关外，对这些控制开关的基本要求是应具有温度稳定性。也就是说，在光、磁或力等外部激励作用下，并达到设定值时，应准确地产生输出跳变，称为有效跳变。而不应受环境温度影响产生跳变误差。由于开关量输出是数字信号，其跳变误差也必然是两种极端的情况，为研究方便分别定义为超前跳变误差和滞后跳变误差。实际上，由于Z-元件的Vth值是温度的函数，当环境温度改变时，因受Vth变化的影响，超前与滞后两种跳变误差都有可能发生。

若环境温度升高，使Vth下降，当满足状态转换条件VZ3Vth时，外部激励虽未达到设定值，可能产生“不该跳也跳”的超前跳变误差；反之，若环境温度降低，使Vth增加，这时外部激励虽已达到设定值，但由于不能满足状态转换条件VZ3Vth，则可能产生“该跳不跳”的滞后跳变误差。

为克服这两种跳变误差，在电路设计时必须考虑温度补偿技术。因此，对光、磁、力敏Z-元件构成控制开关的设计原则是：在外部激励作用下，必须能够满足状态转换条VZ≥Vth，而产生有效跳变；而当环境温度变化时，则不应满足转换条件VZ≥Vth，不致产生跳变误差。前者通过合理地选择静态工作点来达到，后者则应采用温度补偿技术加以保证。

2．温度补偿原理

上面已经分析过，因为Z-元件的Vth、Ith对温度有一定的灵敏度，所以Z-元件的开关量(光、磁和力敏)输出会产生超前跳变和滞后跳变误差。

使用者在设计电路时，是依据有效激励(光、磁和力等)的大小来确定静态工作点QS，这时Z-元件两端的电压为VZS，并具有下述关系：

Vth -VZS=DV (1)

当T(℃)升高时，因Vth减小，DV就减小。当减小到DV=0时，即VZS =Vth时，就产生了超前跳变误差；同理，当T(℃)下降时，因Vth增大，DV就增大，以至于大到有效激励作用时，也不产生跳变，这就产生了滞后跳变误差。当我们选定负载电阻RL值和电源电压ES后，静态工作点QS就确定了。因此，Z-元件开关电路设计的着眼点应在于DV 的取值。既要保证Z-元件在有效激励时，能产生有效跳变；而通过温度补偿又能保证DV的初始设计值不随温度变化，即可消除超前跳变误差和滞后跳变误差。

3．温度补偿方法

(1)负载电阻的确定

图11(a)是开关信号电路的工作解析图，图11(b)是开关信号的波形图。开关量输出的输出低电平VOL不是直线，其变化规律以及跳变幅值与M1区特性和静态工作点的设置有关，这是Z-元件开关量输出的特有问题。为保证应用中有足够大的跳变幅值，输出低电平不致太高，必须合适的设置静态工作点，因而当电源电压一定时，合理的选择负载电阻RL的值十分重要。

Z-元件在没有输出开关信号，即工作在M1区时，其功耗是很小的，只有工作 在M3区时，其功耗才增大。从图11(b)可知，开关信号的低电平不是常数，因VOL=IZRL，当温度升高时，IZ增大使VOL增大，而且负载电阻RL越大，低电平增大值也越大，因此，为了降低VOL，要求RL越小越好。由于受Z-元件功耗的限制，RL不能无限制的减小，为了Z-元件安全工作和降低电源的耗电，可选择Z-元件的工作功耗为额定功耗的1/5，即PZ=0.2PM，PZ=0.2PM=IZVZ=IfVf。通过下述计算即可求出合适的负载电阻RL值：

按照产品标准的规定：

Vf≤Vth/3

取：VZ=Vf=Vth /3，

If=(E-Vf)/RL=(Vth-Vf+IthRL)/RL

因为IthRL很小，忽略不计，所以： ,

所以： （2）(2)电源电压ES的确定

由图12可知

ES=VZS+IZSRL

= Vth –DV+ IZSRL

 

 

因为IZSRL很小，只有0.1~0.2V，所以将其忽略不计，常温下电源电压ES为：

ES ≈Vth –DV

考虑到电源电压调变时，可能存在误差，初始设计的DV值不能过小，其最小值建议为(5~10°C) SP （SP为阈值点的温度灵敏度）。所以：ES= Vth +(5~10°C) SP (3)

(3)同步改变电源电压

从图12我们知道，当温度上升到T1时，阈值点P将左移至P1点，若通过补偿能自动将电源电压由ES调整到E1，使工作点从QS左移至Q1，并使(1)式成立，DV即可保持不变，此时Vth1 –VZ1 =DV；当温度下降到T2时，P点将右移至P2点，若将电源电压ES由ES自动调整到E2，并使(1)式成立，DV仍可保持不变，此时Vth2 –VZ2 =DV即可消除跳变误差，达到补偿。

在T1时，电源电压为E1： E1= Vth1+(5~10℃) SP = Vth +(T1-T) SP+(5~10℃) SP

在T2时，电源电压为E2：E2= Vth2+(5~10℃) SP = Vth +(T2-T) SP+(5~10℃) SP

在工作温度范围T2~T1间电源电压的调变量为DE：

DE＝E2-E1=(T2-T1) SP （4）

从(4)式可以看出，该开关量输出电路的电源，应该是具有负温度系数的直流电源，该电源可选用图6中的电源E，只需把Rt换成NTC电阻，或用图7中电源EO。

四、脉冲频率输出的温度补偿

1．应用电路

Z-元件的脉冲频率输出有不同的电路组态，其应用组态之一如图13所示。该电路当电源电压E恒定时，在光、磁或力等外部激励作用下，输出端VO可输出与外部激励成比例的脉冲频率信号，称为有效输出，波形为锯齿波，如图14所示。作为半导体敏感元件，由于环境温度对有效输出也具有一定灵敏度，这将严重影响有效输出的检测精度，当环境温度变化较大或检测精度要求较高时，必须通过温度补偿对温漂加以抑制。

2．温度补偿原理

Z-元件的输出频率f与工作电压E有关，与电路结构以及参数有关，也与使用环境温度有关。当电路结构以及参数一定时(C=0.1mF，RL=15kW)输出频率f仅与工作电压E和工作温度T有关。为研究温度补偿原理，确定合适的补偿方法，特列出三者的隐函数关系：f = F ( T , E )

如果把Z-元件构成的频率输出电路看成是一个线性系统或者可进行线性化处理时，可利用叠加原理对该隐函数求其偏微分：

当电源电压改变DE，并恰好克服由温度变化DT对输出频率的影响时，输出频率将保持不变，即Df = 0，则：

若设： 为温度灵敏度, 为电压灵敏度，

进而得：STDT= - SE DE

第5篇：电路补偿法的基本原理范文

关键词: 功率因数;无功补偿;方式;效益 施

一、无功补偿的原理

无功补偿主要包括视在功率、无功功率、有功功率以及功率因数,同时还要了解它们之间的相互联系,在电路中的作用。

(一)视在功率

视在功率是指交流电源(发电机或变压器)的额定容量,也就是通常说的一个工厂或一个家庭各个时间段的用电量;它包括负载的有功功率和无功功率。

(二)无功功率

无功功率是按电磁感应原理工作的某个交流供用电设备和交流电源之间的能量交换,这种能量互换的最大值称为无功功率。如果用电设备为感性,则无功功率就是感性负载的磁场能和交流电源提供的电能交换;如果用电设备为容性则无功功率就是容性负载的电场能和交流电源的电能的互换。

(三)有功功率

有功功率是指设备做功和发热用掉的那部分功率,例如矿热炉加热,用掉的热能,电动机带动齿轮转动的动能等。有功功率一般用P表示,常用单位KW

(四)视在功率、无功功率、有功功率之间的关系。

有功功率和无功功率都是视在功率一部分,它们之间的关系为:S2=P2+Q2 即:S=√P2+Q2

(五)功率因数

在物理学中根据电磁感应原理,我们知道当不断变化的电流(交流电)通过电感时,电感要产生感应电动势,由于感应电动势总是阻碍电流的变化,也就是说感应电动势既阻碍电流增大,也阻碍电流减小,所以在相位上电感上的电流总是落后90°,而同时有功电流IR在相位上和电压是同步的,当电源输出电压U变化时:S=UI,P=UIRQ=UIL,所以得到:I2=IR2+ IL2既:S2=P2+Q2S=√P2+Q2

IRIR UP

COSφ= ―― = ―― = ――

IIU S

有功功率P=S×COSφ

式中可以知道当COSφ增大时,有功功率就增加,当COSφ减小时有功功率就减小,由于COSφ能够反应出交流电源发出的功率(S)的利用效率,所以我们把COSφ称为功率因数,功率因数就是有功功率P和视在功率S的比值,既:COSφ=P/S

二、提高功率因数的办法

提高功率因数的方法常用的是补偿法,一般都采用电力电容器来补偿用电设备需要的无功功率,这就称为电容无功补偿法。

理想的电容器在电路是不消耗电能的,它只是从电源吸收电能转换成电场能,再把电场能转换成电能还给电源,完成它与电源之间的能量互换,因此电容上的功率也是无功功率,只是它的无功功率是由于电容上的电流IC超前电压90°引起的,和电感由于电流滞后引起的无功功率正好相反。

在纯电容电路中,当电容器两端的电压发生变化时,电容器极板上的电量也需随着变化,电流的大小取决于电压变化的快慢和电压的大小没有关系,相位上流过电容的电流总是超前电容两端的电压90°

我们可以看到在感性负荷的两端并联电力电容器可以提高功率因数,但并不改变感性功率负载的有功功率。只是得到同样的有功功率所需的视在功率减少了。

三、无功补偿方式

理论上而言,无功补偿最好的方式是在哪里需要的无功,就在哪里补偿,整个系统将没有无功电流的流动。但在实际电网当中这是不可能做到的。因为无论是变压器、输电线路还是各种负载,均会需要无功。所以实际电网当中就补偿装置的安装位置而言有如下几种补偿方式:①变电所集中补偿;②配电线路分散补偿;③负荷侧集中补偿;④用户负荷的就地补偿。

对于低压配网无功补偿,通常采用负荷侧集中补偿方式,即在低压系统(如变压器的低压侧)利用自动功率因数调整装置,随着负荷的变化,自动地投入或切除电容器的部分或全部容量。

(一)补偿容量的确定

考虑到动力类负荷,估计配变的功率因数在0.75左右,设计在满负荷状态下功率因数提高到0.90

假设配变容量为S,补偿前有功功率、无功功率和功率因数角分别为P1、Q1、和φ1,补偿后有功功率、无功功率和功率因数角分别为P2、Q2和φ2,Qb为需补偿的容量。由此可得出应补偿的容量为: Qb=Q1-Q2 =S×sinφ1-S×sinφ2 =S×(0.661-0.436) =0.225S 补偿百分比为:η%=Qb/S×100%=22.5% 根据电网的运行经验可以得出,补偿容量一般为变压器额定容量的20%～30%。

(二)补偿方式的选择

补偿方式分为三相共补、分相补偿和混合补偿(即共补加分补),一般而言当需要补偿的容量超过60kvar时,采用混合补偿是比较合适的,即可照顾到三相之间的不平衡,与分相补偿的效果完全相同,又可以降低成本。

(三)补偿级数的选择

补偿级数(即补偿电容器的分组数量)越多,补偿的精度越高,但随着补偿级数的增加,装置的成本会大幅度提高,而且设备的体积也会增大。综合考虑补偿精度、成本、箱体体积等因素,一般采用11级非常容量补偿,前9级为等容量以满足基本补偿,后2级为小容量以提高补偿精度。

四、无功补偿的效益

在现代用电企业中,在数量众多、容量大小不等的感性设备连接于电力系统中,电网传输功率除有功功率外,还需无功功率。

(一)节省企业电费开支

提高功率因数对企业的直接经济效益是明显的,因为国家电价制度中,从合理利用有限电能出发,对不同企业的功率因数规定了要求达到的不同数值,低于规定的数值,需要额外多收电费,高于规定数值,可相应地减少电费。使用无功补偿不但减少初次投资费用,而且减少了运行后的基本电费。

(二)降低系统的能耗

补偿前后线路传送的有功功率不变,P= UICOSφ,由于COSφ提高,补偿后的电压U2稍大于补偿前电压U1,为分析问题方便,可认为U2≈U1从而导出I1COSφ1=I2COSφ2。即I1/I2=COSφ2/COSφ1,这样线损P减少的百分数为:ΔP%= (1-I2/I1)×100% =(1-COSφ1/ COSφ2)×100%

当功率因数从0.70～0.85提高到0.95时,由上式可求得有功损耗将降低20%～45%。

(三)改善电压质量

以线路末端只有一个集中负荷为例,假设线路电阻和电抗为R、X,有功和无功为P、Q,则电压损失ΔU为:U=(PR+QX)/Ue×10-3(KV) 两部分损失:PR/Ue输送有功负荷P产生的;QX/Ue输送无功负荷Q产生的;配电线路:X=(2~4)R,U大部分为输送无功负荷Q产生的,变压器:X=(5~10)R QX/Ue=(5~10)PR/Ue,变压器U几乎全为输送无功负荷Q产生的。

可以看出,若减少无功功率Q,则有利于线路末端电压的稳定,有利于大电动机的起动。

(四)增加系统容量

三相异步电动机通过就地补偿后,由于电流的下降,功率因数的提高,从而增加了变压器的容量,计算公式如下:S=P/COSφ1×[(COSφ2/COSφ1)-1]。

五、结语

五在配电网中进行无功补偿、提高功率因数和做好无功优化,是一项建设性的节能措施。本文简要分析了无功补偿的方法和无功功率补偿容量的选择方法以及无功补偿后的良性影响。在实际设计中,要具体问题具体分析,使无功补偿应用获得最大的效益。

参考文献:

[1]张利生,电力网电能损耗管理及降损技术.北京:中国电力出版社,2005.

第6篇：电路补偿法的基本原理范文

[关键词] 牵引变电所 无功补偿 谐波

1 引言

我国电气化铁路由于大量使用交―直型电力机车，负荷功率因数低、谐波含量高的问题非常突出。目前解决的常用方法是在牵引变电所27.5（55）kV 侧安装并联电容无功补偿装置并兼滤3次谐波。这种不可调的固定补偿设备，具有功率损耗小，安装简单、维护方便等特点，但改善效果并不理想，仍存在以下问题[1]：由于电力牵引负荷变化剧烈，无功功率和电流随机波动，不可调补偿装置的跟随效果不佳，在运量小、无负荷和轻负荷概率较大的区段过补偿严重；其滤波特性受系统参数的影响大，并可能与系统发生谐振或谐波放大，危及系统安全；只能消除极少数特定次的谐波，其滤波效果远不能满足要求。

由于电气化铁道无功和谐波污染对电力系统产生的不良影响，电力部门采用了新的计量标准对电网无功和谐波进行更加严格的管理。电力部门对电气化铁道供电系统功率因数的要求已由过去的0.85 提高到0.9, 并执行“反送正计”, 即过补偿视为欠补偿,这已经使得部分牵引变电所遭受了每年近百万元甚至更高额的罚款。由于我国在若干年内仍将大量的使用交―直型电力机车，为适应形势的需要，必须对电气化铁道的无功、谐波污染进行综合治理。

2 无功谐波综合补偿方案

2.1 SVC 静止无功补偿

近年来，国内外电气化铁路牵引变电所无功补偿与谐波治理提出过多种方案，其中使用较多的是静止无功补偿器(SVC),采用晶闸管交流开关来改变补偿装置的无功出力, 同时滤出一定量的谐波。SVC 静止无功补偿又有多种方式，均以电力电子器件作为无功器件（电容器、电抗器）的控制或开关器件。下面对几种方案进行介绍。

2.1.1 晶闸管投切电容器方案（TSC）

晶闸管投切电容器的单相电路如图1所示, 其中两个反并联晶闸管可将电容器接入电网或从电网断开, 而串联的电感主要用来抑制高次谐波。将电容器分为几组, 每组由晶闸管阀组控制以实现快速无触点的投切。再根据负荷的实际运行无功量, 按照一定的投切策略跟踪负荷变化进行投切动作。

TSC是SVC的简化方式, 按单调谐设计多组某次或某几次滤波器, 基波下各支路呈容性, 由晶闸管投切电容器组, 分级改变补偿装置的无功出力；某次谐波下偏调谐, 兼滤该次谐波。为了对无功电流尽量做到无级调节，总是希望电容器级数越多越好。TSC可以很好地补偿系统所需无功功率，如果级数足够细化，基本上可以实现无级调节。

TSC技术较为成熟, 可以国产化，使用寿命长, 可实现无暂态或少暂态投切。因其装置寿命与投切次数无关, 且投切的暂态过程很小, 结构简单, 响应速度快, 不产生谐波。所以它是适用于电气化铁道特点和要求，具有应用前景的经济实用装置。TSC的缺点是只能分组投切，不能补偿连续调节无功功率。

2.1.2 固定滤波器+晶闸管调节电抗器方案(FC+TCR)

该方案由FC、TCR两部分组成，如图2所示。其中TCR由控制器、晶闸管功率阀组、补偿电抗器组成,它通过控制晶闸管的导通角来无级调节与负荷并联的电抗器的电流, 使TCR 回路产生可变感性负载, 进而控制其感性无功的变化。它与固定电容器补偿相结合,可以实时补偿负荷变化的感性无功。FC回路由电容器和滤波电抗器组成, 它与晶闸管调节电抗器相结合,向系统提供恒定容性无功功率, 兼有滤除谐波的作用[2]。这也是一种常见的动态无功补偿方案，适应无功冲击大，负荷变化快，是治理系统电压波动和滤除指定谐波的有效措施，但投资较高。

2.1.3 TCR＋TSC方式

TCR＋TSC型SVC是比较全面的方案，可准确控制晶闸管的触发角，得到所需补偿电抗器的电流，使投切电容器满足补偿容性无功电流的需求。TCR+ TSC方式投资较大,结构复杂,且TCR 有损耗, 产生一定量谐波。所以此种方案在一般的牵引变电所进行无功动态补偿难以实现。

2.1.4 LC＋TSC方式

结构如图3所示，由控制器、固定LC滤波装置、高压晶闸管阀组、电力电容器组成。LC 滤波器与TSC并联接入系统中，其中LC可设计为3 、5 、7 、9 次滤波器。LC 滤波器补偿了系统中的基本无功和滤除系统中的特定次数的谐波，TSC实时补偿系统中变化的无功，其中TSC最大可分8级投切，可满足电网对动态补偿的要求[3]。

这种方案的工作原理是控制器间接采集牵引变电所母线电压、电流（经过一级互感器变换后的电流、电压），计算出实时的电压、功率因数，对电网电压进行实时监测，当线路电压低于设定电压，经过一定延时后控制投入一组电容器；当线路电压高于设定电压，经过一定延时后切除一组电容器。

LC＋TSC 方式的主要特点是:实时补偿系统中的无功和滤除特定次数的谐波；由于LC补偿了系统中所需的大量基本无功，TSC 只是补偿动态无功，节约了投资；设备占地面积小、成本低，且更换电力电子器件后对系统无突变过程。

2.1.5 FIX+TC+TL方案

文献[5]提出了一种新型动态无功补偿设计方案――FIX+TC+TL方案，是根据具体变电所的实际负荷和谐波情况进行组合的方案。

对于谐波较严重的变电所，从滤波的安全性和有效性出发，采用固定的多次单调谐滤波器(FIX)，滤波支路可根据需要采用3 次，3 次、5 次，或3 次、5 次、7 次滤波器; 可调电容器组支路(TC) 和可调电抗器支路(TL) 用于调节无功，由变电所无功负荷状况决定采用TC、或TL或两者同时采用，通过晶闸管开关的有载分合和控制加在电容器组支路(TC)和电抗器支路(TL)上的电压来控制其补偿电流；降压变压器采用多抽头的调压变压器，通过改变调压变压器的低压侧抽头的位置（改变分接开关的级数），改变电容器组支路和电抗器支路的外施电压，使无功补偿装置的补偿容量能随负荷动态变化。

对于谐波不是非常严重而以提高功率因数为主的变电所，还可以在此方案基础上进一步简化，省掉固定滤波支路。原理如图4所示。

静止型动态无功补偿装置SVC 能够快速、平滑地调节无功功率, 以实现动态补偿和快速电压调整, 是较为实用的、基本符合电气化铁道牵引供电系统特点和要求的无功补偿装置, 但是SVC不可能做到瞬时无功控制[3-4]。

2.2 静止无功功率发生器方案(SVG)

SVG 利用交流电抗器把全控型开关器件组成的逆变器并接至交流电网(如牵引变电所等),通过对逆变器交流侧输出电压相位和幅值的适当调整, 或者直接控制其交流侧电流, 使该电路吸收或发出满足要求的无功电流, 以达到动态无功补偿的目的，如图5所示。

与静止型动态无功补偿装置(SVC)相比, SVG是基于瞬时无功功率的概念和补偿原理，调节速度更快、运行范围更宽、性能更优, 所用电抗器和电容器的容量也大为降低。

静止无功功率发生器(SVG)目前尚未大规模应用, 一方面是由于该类无功补偿装置的工程造价比SVC高；另外,此类无功补偿装置还有许多技术问题有待解决[6]。

2.3 串联可调变比变压器的无功补偿方案

该方案是一种通过晶闸管开关装置直接调节电容两端电压来调节电容无功的方法。其接线原理如图6所示，图中TB为辅助变压器，一次绕组直接接于装置的工作母线，而此绕组通过晶闸管开关装置VT和电容器组C串联后再接于同一工作母线。装置可通过断路器QF进行投切操作和故障切除，但QF不作为调级使用。VT装置的晶闸管开关由两个反向并联的晶闸管构成，其作用是改变TB二次绕组的等效匝数以改变TB的变比K。改变K的同时, 也改变了TB二次绕组附加电势的大小，从而改变电容电压和无功[7]。该方法可显著降低晶闸管的工作电压和工作容量，控制简单。但它只能分级调节容性无功功率。

3 展望

为提高牵引变电所功率因数，改善系统电压质量，必须对电气化铁道的无功、谐波污染进行综合治理，可采用性能优良的动态无功补偿装置。静止型动态无功补偿装置SVC 能够快速、平滑地调节无功功率, 是较为实用的、基本符合电气化铁道牵引供电系统特点和要求的无功补偿装置。静止无功功率发生器(SVG)是基于瞬时无功功率的概念和补偿原理,但由于工程造价比SVC高，且还有许多技术问题有待解决，目前尚未大规模应用。鉴于SVG 所具有的良好的补偿特性, 以及瞬时无功补偿理论的不断完善, 对SVG 的研究与应用将成为动态无功补偿装置发展的重要方向。串联可调变比变压器的无功补偿方案原理可靠、造价低廉, 所以对该装置的研究与应用也将成为无功补偿领域的重要发展方向之一。

参考文献

[1] 唐敏，李群湛，贺建闽. 牵引变电所无功谐波综合补偿方案研究[J]. 电网技术，2004（2）: 47-52.

[2] 温建民. 宜万线牵引变电所无功补偿方案研究[J]. 铁道工程学报，2006，（1）: 74-78.

[3] 吴孔松. 牵引变电所动态无功谐波综合补偿装置设计与应用[J]. 铁道运输与经济，2006（12）: 84-86.

[4] 张晓东. SVC在电铁谐波抑制中的研究[D]. 成都: 四川大学，2006.

[5] 智慧, 李群湛, 周福林. 新型动态无功补偿装置在牵引变电所应用[J]. 电力自动化设备，2006（11）：71-78.

第7篇：电路补偿法的基本原理范文

关键词:带隙电压基准;二阶曲率补偿;温度系数;Cadence

中图分类号:TN710文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)02-012-03

High Precision CMOS Bandgap Voltage Reference

GAO Ju1,2,ZHOU Wei2,3

(1.Chongqing University,Chongqing,400065,China;2.National Laboratory of Analog Integrated Circuits,No.24 Research Institute,CETC,Chongqing,400060,China;

3.Chongqing University of Posts and Telecommunications,Chongqing,400065,China)

Abstract:A high_precision bandgap reference circuit with high_order compensation technique is presented.Based on the BGR with first_order curvature compensation and using base_emitter voltage Vbes nonlinear dependence of temperature T,the temperature performance of the voltage reference has been enhanced by offsetting the high_order term in Vbewith a PTAT2 term.Simulation result shows that single power supply is 5 V,the temperature coefficient is 2.89 ppm/℃ over the range of -35～+110 ℃.

Keywords:bandgap voltage reference;second_order curvature compensation;temperature coefficient;Cadence

0 引 言

集成电路的飞速发展,使得电压基准被广泛用于ADC,DAC,LDO等模拟或混合电路中。带隙电压基准的温度特性、PSRR、精度等会影响到ADC和DAC的转换精度,甚至影响到整个电路和系统的性能。随着数据转换精度的不断提高,一阶曲率补偿带隙电压基准的温度系数很难满足电路应用的要求。

为提高输出带隙电压基准的精度,国内外众多学者对带隙基准的高阶曲率补偿进行了研究,且补偿方式众多,如电流相减补偿法[1],电压叠加补偿法[2],利用不同质电阻上电压的叠加实现温度系数的曲率补偿[3],阶段性电流模式补偿[4]等,可获得最好的温度系数达到几个 ppm/℃。只是这些曲率补偿的方法需要采用特殊工艺的电阻等对设计或工艺有其他的要求。而对于标准 CMOS工艺,有可能无法实现。本文基于一阶曲率补偿带隙电压基准,设计一种二阶曲率补偿的带隙基准,并简要地介绍了其工作原理。

1 电路结构及原理分析

1.1 二阶补偿原理

传统的带隙电压基准是通过双极晶体管的基极_发射极电压Vbe的负温度特性和PTAT电流的正温度特性,以适当的权重相加,从而得到具有良好温度特性的电压。但是Vbe与温度的关系不是完全线性的,在Vbe的泰勒展开式中存在着较多的高阶项[5],因此采用额外的电路来产生PTAT2抵消二阶项,实现二阶温度曲率补偿。图1为二阶补偿的带隙基准温度特性曲线,它简单地描述了二阶温度补偿的原理。双极型晶体管基极_发射极电压Vbe的温度特性可以描述为:

Vbe(T)=Vg0-BT-Cf(T)(1)

式中:Vg0是外推到0 K时硅的带隙电压;B,C是与温度无关的常数;T是绝对温度;f(T)表示温度的高阶分量。设计基准电路使得:

Vref=Vbe(T)+D(T)+Ef2(T)(2)

并且DB,Cf(T)Ef2(T)即可实现高阶的温度补偿,使得带隙电压基准输出电压接近硅的带隙电压Vg0。г擞么瞬钩ゼ际,其基准电压的输出表达式为:

Vref=Vbe+VPTAT+VPTAT2(3)

图1 二阶补偿的带隙基准温度特性曲线

1.2 二阶补偿电路

图2为一种基于传统的带隙基准结构的二阶补偿电路。

图2 二阶补偿电路

晶体管Q1,Q2的发射极被运算放大器箝位,由此形成带隙基准电路,其基准输出表达式为:

图3为PTAT2电流的产生电路,该电路利用MOS管工作在亚阈值区产生PTAT2电流。MP10~MP13工作在饱和区,MN1~MN4工作在亚阈值区。

图3 PTAT2电流产生电路

根据KVL定律:

1.3 电路实现

运算放大器如图4所示。选用PMOS差分对管作为输入级,给定相同的偏置电流和宽长比,PMOS 管的跨导低,这有利于减小 PMOS沟道噪声;MN5 和 MN6作有源负载,运算放大器的输出直接驱动MP1,MP2,MP3。

图4 运算放大器

对运用于带隙电压基准的运放的要求有:增益高,高增益的运算放大器有利于提高电压基准的电源抑制比PSRR, 因此采用二级结构,有足够的相位裕度,从而保证差分放大器能够稳定的工作, 所以使用补偿电容Cc对运算放大器进行相位补偿。运放的输入失调电压反比于差分对管的宽长比,差分输入对管MP6和MP7的宽长比取尽可能大的值以减小运放的失调电压。运放DC增益为81.6 dB,相位裕度为51°。

2 仿真结果分析

根据以上分析,运用Cadence软件,在工作电压为5 V,温度范围为-35～+110 ℃的条件下对电路进行了仿真。图5和图6为带隙电压基准源补偿前后的温度特性仿真结果,从图5,图6中可以看出,温度从-35～+110 ℃变化时,补偿后的温度系数为2.89 ppm/℃,与传统的带隙电压基准的温度系数17.6 ppm/℃相比较,电路表现了良好的温度特性。

图5 传统带隙的温度特性

图6 二阶曲率补偿后的温度特性

3 结 语

本文给出一种使用二阶补偿技术的高精度CMOS带隙电压基准电路的设计,该电路通过PTAT2电路补偿Vbe的二阶项,从而改善了基准电压的温度特性。仿真结果表明,该电路在工作电压为5 V,温度范围为-35～+110 ℃,其温度系数为2.89 ppm/℃,温度特性有很大的改善。

参考文献

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[2]Malcovati P,Maloberti F.New Curvature_Compensation Technique for CMOS Bandgap Reference with Sub 1 V Operation[J].IEEE Solid_state Circuit,2001,36(7):1 076_1 081.

[3]Doyle J,Young Jun Lee,Yong Bin.A CMOS Subbandgap Reference Circuit with 1 V Power Supply Voltage[J].IEEE Solid_state Circuit,2004,39(1):252_255.

[4]Ka Nang Leung,Philip K T Mok,Chi Yat Leung.A 2 V 23 μA 5.3 ppm/℃ Curvature Compensated CMOS Bandgap Voltage Reference[J].IEEE Solid_state Circuits,2003,38(3):561_564.

[5]Rincon_Mora G A.Voltage References from Diodes to Precision High_Order Bandgap Circuits[M].IEEE Press,2002:16_20.

[6]Razavi B.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿,译.西安:西安交通大学出版社,2003.

[7]Gray Paul R,Paul J Hurst,Stephen H Lewis.模拟集成电路的分析与设计[M].4版.张晓林,译.北京:高等教育出版社,2003.

[8]Allen P E.CMOS模拟集成电路设计[M].2版.冯军,译.北京:电子工业出版社,2005.

[9]Rincon_Mora G A,Allen P E.A Low Voltage,Low Quie_scent,Low Drop_out Regulator[J].IEEE Solid_state Circuit,1998,33(1):36_43.

作者简介

第8篇：电路补偿法的基本原理范文

关键词：复式电动机 主控电路的设计

工业上一些电动机工作系统在输入功率不同的情况下，无法改变其输出功率，浪费了大量的电能。为此，设计了复式电机主控电路与双容补偿，可实现大容量电机单独工作、小容量电机单独工作、两台电机同时工作和超负荷停机这几种工作状态的自动切换，使电动机在输入功率变化时自动工作在相应状态下，达到了节能的目的。

一、复式电动机主控电路的设计

大容量电机和小容量电机可以同时运行；大容量电动机和小容量电动机可以分别运行；大小电动机运行过程中，采用电容补偿装置对其进行补偿，补偿其无功功率，提高电动机的功率因数；具有过热过流断相等基本保护装置；主控电路可以由单片机自动根据负载变化实现自动控制起停。

（1）主电路的设计。为了实现对两台电动机的独立拖动主电路可以采用KM1与KM2两个接触器分别控制两台电机的起停。电流互感器CT作为电流采集的元件，其一次绕组中通过电动机的的定子电流，二次测接到微机主板上采样电阻的两端。微机系统中两输出继电器的触点KA1，KA2分别接到主控制回路中与其他元件配合控制电机的运行和停止。根据软件的设置微机自动控制两台电机的工作。

（2）控制电路的设计。控制电路主要是单片机控制低压电器，通过对低压器件的通断来控制高压电路的触点。由电动机的工作原理可知，负载发生变化时，负载电流也会产生相应的变化。由此可以实现当负载电流大于双击容量时，系统停机，当大于大电机容量小于超载时，双击运行。当大于小电机容量小于大电机容量时，大电机单独运行。当小于小电机负载时，小电机单独运行这一状态。

二、原理及原理图

2.1原理

根据电动机工作原理，当负载发生变化时，电机的负载电流会相应的发生变化，因而可以根据负载电流的变化来判断负荷的变化情况。可以预先通过实验确定出各工作状态之间切换的负载临界值，并计算出相对应的电流阈值，将这些电流域值送入单片机，负载电流的变化可以通过电流互感器进行检测。在感应电动机的运行过程中，如果无功功率偏低，将会使功率因数下降。根据感应电机基本的电磁关系，可以得出补偿电容的电流越大，抵消的激磁电流Im越多，功率因数角变小，功率因数变大。为了补偿电动机的无功功率，增大电动机的功率因数，对电动机进行电容补偿。补偿的电容于相应的电机进行并连。同时为了节约成本，降低费用，可以用大小电机所需的电容之差值代替其中一个电容，及小电机工作时，小电容装置对其补偿，大电机工作时两个电容装置一起对其补偿。因为根据电容越大价格越高，这样可以最大限度减低补偿电容成本。该控制柜在实际使用过程中性能稳定，实现了对电机的自动控制，达到了节能的目的，减少了电动机的机械损耗。

图1 主控电路原理图

2.2工作原理

见原理图1。按下起动按钮Q使得线圈C带电，此时常开触点C闭合，从而使得过载保护RA、RB起作用。若转换开关BDA处于闭合时，则电路为手动控制状态。起动后，按按钮T，关掉两台电机。在控制线路表现为常开触点KA1和KA2的闭合与断开。微机系统电源被接通，根据软件设置，微机自动控制两台电机工作。

2.3电器元件的选择

（1）KM1、KM2和C的选择。接触器的选择主要要满足四个要求：接触器的额定绝缘电压要高于主电路的额定电压；额定电流要高于主电路的额定电压；线圈电压要与被控制电路电压符合；触点数要够用且保证电寿命。主电路的电压、电流与电动机的参数有密切的关系，电机的参数，见表1。

（2）电容补偿的原理及实现。感应电动机的运行过程中，如果无功功率偏低，将会使功率因数下降。根据感应电机基本的电磁关系，可以得到向量图[1]。补偿的电容于相应的电机进行串连。同时为了节约成本，降低费用，可以用大小电机所需的电容之差值代替其中一个电容，及小电机工作时，小电容装置对其补偿，大电机工作时两个电容装置一起对其补偿。因为根据电容越大价格越高，这样可以最大限度减低补偿电容成本。

图2 型等效电路及对应向量图

（3）补偿电容的计算与选择。据根电机运行原理，可得到感应电动机空载与负载时激磁电流变化不大，为了便于计算可视为电动机空载，得到简化的向量图。又由感应电动机的基本方程式可以得到型等效电路，见图2。当电容进行补偿时，可以近似地认为电容加载在电压两端，见图3。在等效计算中，由于空载和负载实际励磁电流变化不大，所以电动机近似空载，等效电路可以简化为图4形式，电容中的电流恰为激磁电流的反相量。

载空载情况下，因为，所以

≈0，（1）；≈，（2）；||＝||，（3）；所以||=||，（4）

大容量电机所需电容C1＝，（5）

小容量电机所需电容C2＝，（6）

由电机计算可以得到：Im1＝12.295A，Im2＝7.040A，U1＝400V。带入以上各式可得C1＝614.75PF，C2=352.00PF，差值电容C＝C1―C2＝262.75PF。

设计电路时，可以选择C2与差值电容C这两个电容作为补偿电容，这样可以节约成本。工作原理是，当大电机运行时，C2与C同时为大电机补偿电容。当小电机运行时，由C2对其进行补偿，这样就可以少用一个大电容。通过电容补偿提高了功率因数，而差值电容的应用又节约了成本。

图4 简化后的电容补偿的电路及对应向量图

三、结束语

设计采用容量大小不同的复式电机作为被控对象，在单片机控制下工作在以下几种工作状态：小电机运行、大电机运行、双电机运行、超负荷停车。根据实际负荷状况的变化由单片机控制在不同的工作状态间进行切换，始终使两台电机工作在适当的工作方式下，达到了节能经济的目的。通过双电容补偿装置，补偿了电动机的无功功率，提高了复式电动机的功率因数，同时差值电容的应用又降低了成本，达到了经济实用的目的。

参考文献：

第9篇：电路补偿法的基本原理范文

关键词 ：高压直流输电；动态响应；静止无功补偿器；

中图分类号：TM7文献标识码： A

1、高压直流输电系统概述

高压直流输电(HVDC)的基本原理是通过整流器将交流电变换为直流电形式，再通过逆变器将直流电变换为交流电，从而实现电能传输和电网互联。典型双极HVDC的主系统如图1所示。高压直流输电具有输电线路造价低、电能损耗小、快速可控以及能够实现非同步联网等特点。

图1典型双极HVDC的主系统

1.1交流系统换流站无功补偿对直流功率恢复的影响

高压直流(HVDC)输电系统因其输电容量大、控制灵活等特点在我国得到了广泛应用，同时也带来许多问题，特别是大扰动时交直流系统的相互作用常造成系统动态状态的突变，引起如暂态过电压、谐波不稳定、电压不稳定等问题，当HVDC系统逆变侧所接交流系统较弱时，这些问题更加突出。因此，HVDC系统故障下的动态特性一直备受关注，实际运行表明，HVDC落点的交流系统强度和无功特性及直流控制器的特等对HVDC故障恢复特性有显著影响。直流输电系统稳态运行时无功功率平衡由换流器的运行状态及交流侧的无功补偿决定，故障时无功不平衡直接影响换流器的正常换相，而换流母线上无功补偿装置通过交流系统影响直流系统的故障恢复。因此，交流系统无功补偿方式对HVDC系统的影响更为直接。HVDC换流器运行时要消耗大量无功，这些无功通常不由所连交流系统提供，而通过换流母线上并联的交流滤波器与无功补偿电容共同提供。当系统无功裕度较小或考虑电压稳定等问题时，就需采用电容器或静止无功补偿器(SVC)补偿装置。因此研究高压直流系统故障时不同补偿装置对直流动态恢复特性十分必要。

2、高压直流输电系统模型和无功补偿理论

2.1高压直流输电系统模型

高压直流输电系统通常与交流系统一起构成交直流输电系统，交直流系统以换流站连接，通常以换流变压器初级绕组所连接的交流系统母线为分界，将系统分为交流系统和直流系统。交流部分由发电机、变压器、交流线路组成；直流部分由换流变压器、整流器、逆变器、直流网络组成。整流器和逆变器统称换流器，换流器的控制方式多样，有定电压控制(CV)、定电流控制(CC)、定功率控制(CP)、定触发角控制(CIA)、定熄弧角控制(CEA)等。其中，HVDC中通常有一个换流站用于控制系统电压。为了保证换流器的可靠触发和安全换相，每个换流器都有最小触发角的限制，整流器的最小触发角一般为5°～7°，逆变器的最小熄弧角一般为14°～16°。换流阀的负荷能力有限，每个换流器都有一个最大的限制电流Imax。同时，为保证电流的连续性，每个换流器又有一个最小限制电流Imin。下图2所示为一个交直流输电系统模型图。

图2交直流系统图

如图2 HVDC满足下列方程组：

式中：、―换流站直流电压和换流站交流母线电压，为逆变器时取负号；

、、―直流电流、换流变压器一次侧基波电流、换流变压器二次侧基波电流；

―换相电抗；

―控制角，对整流器为触发延迟角α，对逆变器为熄弧角δ；

―换流器功率因数角；

―每极的串联电桥数；

―为换流变压器变比；

K3―计及换相重叠现象而引入的系数，一般取0.995可以达到足够的精度；

、―交流母线流向换流器的有功功率和无功功率。

2.2 SVC无功补偿的基本原理

2.1 原理

n 条 TSC 支路；m 条 TCR 支路。

TSC 支路都投入，TCR 支路断开时；输出最大容性无功QC max

TSC 支路都断开，TCR 支路投入数为0时，输出最大感性无功QL max

当要求装置输出容性无功，且：时，则投入 k 条支 TSC 路，使：

调节 TCR 支路的触发延迟角，吸收多余的无功功率

而要求感性无功功率时，关断所有的 TSC 支路，调节 TCR 获得所需的感性无功功率，为减

少谐波，可以采用前面的减少谐波的方法。

2.2 基本控制原理

（1）根据所需要的补偿无功，假定需要投入的 TSC 或 TCR 支路的数目，同时计算出需要

抵消的过补偿感性电流值；

（2）控制投入的 TSC，使过渡的暂态过程最短；

（3）控制触发延迟角，控制 TCR 的输出电流。

图3SVC基本控制原理图

3、仿真分析

在直流系统中，研究了采用电容器组、SVC补偿无功时，对HVDC系统故障时动态响应性能的影响。仿真软件采用MATLAB标准仿真。

本文的HVDC系统模型采用Silvano Casoria(Hydro-Quebec)仿真模型，交流侧额定电压为500kV，频率为60HZ，三相电阻为26.07，三相电感为48.86mH。在额定运行条件下时，交流滤波器提供600MVA,直流侧平波电抗器为0.5H，直线线路长为300KM，而SVC提供100MVA。本文的SVC控制均采用MATLAB的标准控制系统。

3.1 HVDC―SVC仿真模块图

图4HVDC系统仿真模块

图5SVC仿真模块

3.2逆变侧交流母线三相短路

在t=01.2s时，逆变侧换流母线三相对地故障，故障接地电阻为零，故障持续时间0.1s。对交流母线分别采用电容器、SVC进行无功补偿，直流电压恢复特性如图6、7所示。

图6利用电容器组无功补偿时的直流电压

图7利用SVC无功补偿时的直流电压

波形分析：

由图6可知，当交流系统采用固定电容器进行补偿时，系统恢复较慢，波动幅度较大，故障发生后，系统约经过1.1秒时功率才进入稳定.但采用SVC补偿后，器波动幅度显然较小，恢复时间也有一定的减少。

4、结论

大扰动下交直流的相互作用常常造成系统运行状态的恶化，因此HVDC系统故障时的动态特性一直是研究的热点，换流母线上无功补偿装置通过交流系统影响直流系统的故障恢复，即无功补偿对HVDC系统故障的动态特性有着很重要的影响。通过对参考文献中仿真的重现，分析了利用固定电容器和SVC对HVDC系统补偿无功是动态响应，得到了SVC可以提高高压直流输电动态性能的结论。

同时在故障期间或故障切除后，TSC反复投切，换流器母线交流电压在故障恢复期间出现剧烈振荡，甚至会出现换相失败的现象，降低SVC电压控制回路的增益可防止这种不稳定，因此找到一种妥善方法解决这种不稳定仍是今后继续研究的主要工作。

参考文献

[1] 刘观起，石新聪.STATCOM影响高压直流输电动态响应性能的仿真研究，华北电力大学学报,2009,37(2):20-24.