开关电源设计精选(九篇)
第1篇：开关电源设计范文
关键词：单片开关电源快速设计
TOPSwithⅡ
TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.
Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ
在设计开关电源时，首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片，既能满足要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不同型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率PO，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗PD，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。
下面重点介绍利用TOPSwitch－II系列单片开关电源的功率损耗（PD）与电源效率（η）、输出功率（PO）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提
η/％(Uimin=85V)
中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编码：02192713(2000)0948805
PO/W
图1宽范围输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线
图2宽范围输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线
图3固定输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线
供了依据。
1TOPSwitch－II的PD与η、PO关系曲线
TOPSwitch－II系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为Ui=85V～265V，230V±15％。
1．1宽范围输入时PD与η，PO的关系曲线
TOP221～TOP227系列单片开关电源在宽范围输入（85V～265V）的条件下，当UO=＋5V或者＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值Uimin=85V，最高
η/％(Uimin=85V)
η/％(Uimin=195V)
交流输入电压Uimax=265V。图中的横坐标代表输出功率PO，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于TOP221～TOP227的电源效率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线（下同）。
1．2固定输入时PD与η、PO的关系曲线
TOP221～TOP227系列在固定交流输入（230V±15％）条件下，当UO=＋5V或＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208V、220V、240V也同样适用。现假定Uimin=195V,Uimax=265V。
2正确选择TOPSwitch－II芯片的方法
利用上述关系曲线迅速确定TOPSwitch－II芯片型号的设计程序如下：
（1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当Ui=85V～265V，UO=＋5V时，应选择图1。而当Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V时，就只能选图4；
（2）然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置（PO）；
（3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线；
（4）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗PD。进而还可求出芯片的结温（Tj）以确定散热片的大小；
（5）最后转入电路设计阶段，包括高频变压器设计，元器件参数的选择等。
下面将通过3个典型设计实例加以说明。
例1：设计输出为5V、300W的通用开关电源
通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85V～265V。又因UO=＋5V，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到PO=30W的输出功率点，然后垂直上移与TOP224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线上查得PD=2.5W。这表明，选择TOP224就能输出30W功率，并且预期的电源效率为71.2％,芯片功耗为2.5W。
若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找TOP225的实线。同理，选择TOP225也能输出30W功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7W。
根据所得到的PD值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。
例2：设计交流固定输入230V±15％，输出为直流12V、30W开关电源。
图4固定输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线
η/％(Uimin=195V)
图5宽范围输入时K与Uimin′的关系
图6固定输入时K与Uimin′的关系
根据已知条件，从图4中可以查出，TOP223是最佳选择，此时PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。
例3：计算TOPswitch－II的结温
这里讲的结温是指管芯温度Tj。假定已知从结到器件表面的热阻为RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外壳的热阻Rθ1和外壳到散热片的热阻Rθ2)、环境温度为TA。再从相关曲线图中查出PD值，即可用下式求出芯片的结温：
Tj=PD·RθA＋TA(1)
举例说明，TOP225的设计功耗为1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。设计时必须保证，在最高环境温度TAM下，芯片结温Tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。
3根据输出功率比来修正等效输出功率等参数
3．1修正方法
如上所述，PD与η，PO的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的Uimin=85V，而图3与图4规定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值Uimin′所对应的输入功率PO′，折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在宽范围输入、固定输入两种情况下，K与U′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点：
（1）图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V，195V，图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。
（2）当Uimin′>Uimin时K>1，即PO′>PO，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当Uimin′（3）设初级电压为UOR，其典型值为135V。但在Uimin′<85V时，受TOPSwitch－II调节占空比能力的限制，UOR会按线性规律降低UOR′。此时折算系数K="UOR′"/UOR<1。图5和图6中的虚线表示UOR′/UOR与Uimin′的特性曲线，利用它可以修正初级感应电压值。
现将对输出功率进行修正的工作程序归纳如下：
（1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的Uimin′值查出折算系数K。
（2）将PO′折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，有公式
PO=PO′/K（2）
（3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据PO值查出合适的芯片型号以及η、PD参数值。
下面通过一个典型的实例来说明修正方法。
例4：设计12V，35W的通用开关电源
已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。从图5中查出K=1.15。将PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，计算出PO=30.4W。再根据PO值，从图2上查出最佳选择应是TOP224型芯片，此时η=81.6％，PD=2W。
若选TOP223，则η降至73.5％,PD增加到5W，显然不合适。倘若选TOP225型，就会造成资源浪费，因为它比TOP224的价格要高一些，且适合输出40W～60W的更大功率。
3．2相关参数的修正及选择
（1）修正初级电感量
在使用TOPSwitch－II系列设计开关电源时，高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当Uimin′LP′=KLP（3）
查表1可知，使用TOP224时，LP=1475μH。当K=1.15时，LP′=1.15×1475=1696μH。
表2光耦合器参数随Uimin′的变化
最低交流输入电压Uimin(V)85195
LED的工作电流IF（mA）3.55.0
光敏三极管的发射极电流IE（mA）3.55.0
（2）对其他参数的影响
第2篇：开关电源设计范文
关键词：单端反激，开关电源，NCP1200p100
Abstract: the switching power supply used in variable frequency air conditioner controller, mainly to provide power for the IC and relay controller, as multiple output, and the output power is small, about 10W. Due to cost and size constraints, and the input power is low (less than 100W),so the switch power supply with low price, small size of single end flyback (quasi resonant)topology. Single flyback switching power supply reliability, ripple interference of switching power supply has been greatly improved, and can be poor and radiation response to overcomedisadvantages such as PWM to load transient, high-frequency driving effect, reduce loss,improve efficiency, reduce noise. The main control chip of the switching power supply using NCP1200p100, the peripheral circuit is simple, and the realization of the demagnetization detection, overcurrent protection, overvoltage protection and voltage feedback function.
Keywords: single flyback switching power supply, NCP1200p100,
中图分类号： TG434.1文献标识码：A文章编号：2095-2104（2013）
一、设计目标
1.输入电压：AC198-242V
2.输出电压：DC+12V.电流0.5A；
DC+15V.电流0.4A;
DC+5V. 最大电流2A，最小电流0.5A。
3.效率≥80%
二.电路的整体设计
该开关电源的输出电压及功率均较小，为简化设计和节约设计成本，因此采用电路简单、成本低廉的反激拓扑结构。
图 3-1反激式开关电源基本电路
图 3-1所示为反激式开关电源的基本电路，它由M0S开关管、变压器、整流二极管（D1、D2、D3）、滤波电容（C1、C2、C3、C4）以及由MOS管的节电容和变压器一次绕组的分布电容（Cd）组成。
工作波形如图3-2所示，下面结合波形图分析电路的工作原理。
图 3-2工作波形
T0时刻，MOS管开通。变压器初级电流在输入电压的作用下，线性上升。变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。二极管承受反压为：
T1时刻，MOS管关断。 变压器初级电流被强制关断。由于电感电流不能突变，而此时MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势。根据电磁感应定律，可知，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是相反的。所以次级的感应电动势是上正下负。当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(Ns/Np)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，其数值为:
式中，Vd是二极管的正向导通压降。此时MOS的承受的电压为。T2时刻，MOS管再次开通，开始下一个周期。
三.输入电路的设计
1.整流滤波电路的设计
交流整流滤波后的直流电分成两部分供给后续电路，一路供给变频器的IPM模块，设定该模块输出功率为1100W。另一路供给开关电源的一级输入。整流滤波电路采用电容滤波的全桥不可控整流电路。
图 4-1 整流电路
（1）整流器的选择
整流器承受的反向最大电压值为交流电压的峰值：
式中，—最大交流输入电压的有效值（V）
整流器的输出功率：
式中，—变频器的输出功率（w）。
η—变频器的效率，在此取95%。
整流器最小输出电压平均值：
式中，—最小交流输入电压有效值（V）。
——直流纹波与二极管压降之和，取2V。
整流器最大输出电流平均值：
综上所述，考虑峰值浪涌电流的存在以及整流器耐压应留有50%的余量，所以选择耐压
值为600V，额定电流为25A，峰值浪涌电流为350A，正向导通压降为1.1V的D25SB60全桥整流器。
（2）滤波电容的选择
设计要求：输出功率为1100W，最小输入电压198VAC，整流器的输出功率
整流滤波的纹波系数为10%。保证额定输出功率时，最大输入电流
根据公式：
式中，K—纹波系数，取10%。
f—电网频率（Hz）。
或根据经验公式：当输入电压范围在220±10%时，。
因此选用两个630uF/400V的铝电解电容并联，能起到更好的滤波效果。
四.变换器的设计
1.“黑箱”预先估算
（1）最小及最大输入电压
式中，——开关电源的输入最小交流电压。
——开关电源的输入最大交流电压
——直流纹波与二极管压降之和，取2V。
（2）输出功率
输入功率
2.原边绕组计算
（1）原边电流值
（2）确定反激电压
开关管选用IRFUC20，耐压。
反激电压:
式中，150V为给定余量。
（3）计算最大占空比
（4）原边绕组的峰值电流
式中，——变压器输出功率，22W。
——开关电源效率，取80%。
（5）原边绕组最大电感
式中，——开关频率，100KHz。
（6）验证变压器最大连续输出功率能否满足负载所需最大功率
满足要求。
（7）磁芯的选择
式中，——变压器工作是的最大磁密，取0.2T。
J——绕组电流密度，取4A/
——窗口利用率，取典型值0.29。
根据的值选择合适的磁芯，选择EE19型号的磁芯，其参数见表5-1。
表 5-1 EE20磁芯参数
A * B * C（mm） () () ()
20.15*10*5.1 0.15717 31.00 50.70
（8）原边匝数计算
（9）引入气息长度
（10）原边绕组线径的选择
原边绕组有效电流：
=0.21（A）
导线截面积：
式中，J——导线电流密度，取4A/。
导线线径：
3.副边绕组计算
（1） +5V副边绕组计算
副边线径选择
副边有效电流：
导线截面积：
导线线径：
匝数计算：
式中，——整流二极管（肖特基二极管）正向导通压降，0.5V。
（2） +12V输出绕组计算
副边线径选择
副边有效电流：
导线截面积：
导线线径：
匝数计算：
式中，——整流二极管（肖特基二极管）正向导通压降，0.525V。
（3） +15V输出绕组计算
计算步骤及方法同“+12V输出绕组计算”
所以，变压器参数为：原边匝数156匝、线径0.25mm，副边12V输出:匝数11匝、线径0.4mm，副边15V输出：匝数14匝、线径0.35mm，副边5V输出：匝数5匝、线径0.8mm。磁芯采用TDK公司生产的EE20。
五.控制电路的设计
利用NCP1200p100芯片作为控制核心，用PC817和TL431作为开关电源输出电压的采样
控制，输出电压调节采用电位器改变取样回路的上下电阻比值来改变输出电压，该方案电路结构简单，实现方便。
1.控制芯片NCP1200p100
NCP1200p100是安森美公司生产的带准谐振开关能力的脉宽调制（PWM）电流模式控制
器，PWM脉冲频率为100KHz。
NCP1200为8引脚PI封装，引脚功能如表6-1：
表 6-1 NCP1200引脚功能表
2.控制电路功能介绍
图 6-1 控制电路
（1）动态自供电电源
Ucc自供电源是基于储能电容充、放电过程而建立起来的，因此它具有动态变化特性，
并非某一固定电压。即通过Ucc（6引脚）上接的储能电容C9的充、放电来实现，其典型值
为10uF。在上电过程中，Ucc
出脉冲。正常工作后，在Ucc从11.4V下降到9.8V的过程中，高压电流源关断，DRV（5引
脚）端输出脉冲；在Ucc从9.8V上升到11.4V的过程中，高压电流源接通，DRV（5引脚）
端也有输出脉冲。其中稳压管ZD1将电压保证在IC的工作电压范围（40-500V）内，R3起
限流作用。
（2）跳过周期模式
开关电源正常工作时，反馈电压的变化范围是1.4-3.8V（用户自行调节），反馈端
能根据负载的轻重来调节驱动级峰值电流的大小，使开关电源实现稳压输出。
5.2V基准电压源经过内部75.5kΩ和29kΩ电阻分压之后，给跳过周期比较器的同相输
入端提供1.4V的参考电压。当负载非常轻，使
时峰值电流为最小值，并且输出功率越小，所跳过的周期数越多，输出的脉冲数就越小。
本设计中通过1引脚与地之间串联电阻R7将跳过周期阀值电压降低为0.5V，R7阻值计
算:
式中，——设定跳周期阀值电压，
——NCP1200内部分压电阻，分别为29kΩ、75.5kΩ。
所以，计算得出R7=10KΩ。
（3）过电流保护电路
过电流保护电路由电流取样功率电阻R8、开关电流缓冲电阻R5、NCP1200的3引脚组成。R8有两个作用：第一，正常工作时，R8上产生的电压通过R5连接至NCP1200的3引脚。参与NCP1200内部PWM的控制（实际是电流环）；第二，当R8上产生的电压超过NCP1200的3引脚的最大门限电压（1V）时，通过3引脚触发NCP1200内部的过电流保护，立即使NCP1200的5引脚输出低电平，有效的保护电路的功率器件。R5还具有在MOSFET开通瞬时，抑制电流的作用。
R8的取值计算：
式中，——NCP1200的3引脚最大门限电压。
——开关管的峰值电流，与变压器一次侧峰值电流相同。
R5的取值计算：
当NCP1200的5引脚为低电平时，NCP1200的3引脚向外输出200uA的电流。这个电流在流过R5、R8时，在R5上产生电压。此电压与在开关管导通瞬间初级电流感应在R8产生的电压叠加，以减小开关电流开通瞬间的峰值。在R5上产生的分压设定为0.2V，所以R5的值为：
3.电压反馈电路的设计
电压反馈电路的组成及原理如图。
图 6-2 电压反馈电路
电压反馈电路由R10、R11、R12、R15、R16、C10、C12、TL431、PC817和NCP1200（2脚）组成。电压反馈电路的作用是对输出电压进行负反馈，使NCP1200的5脚输出驱动信号进行调整，进而调整电源的输出。当输出电压超出额定输出电压时，由R12分的电压变大，即TL431参考端的电压超出其额定参考电压2.5V，则通过TL431的电流变大，促使R10的分压变大，即PC817 的1脚和2脚两端的电压变大，内部光耦产生作用，三极管导通，产生反馈电流，使NCP1200的2脚电压下降。通过NCP1200内部PWM比较器，使NCP1200的5脚输出电压为低电压，则变压器初级绕组的储存能量减小，绕组电压下降，当输出低于额定输出电压时，此时电路的工作方式则相反。
R15为PC817的限流电阻，R10为防止TL431进入死区，C12、R11是为了提高反馈环的响应速度。
六、缓冲电路的设计
1.缓冲电路原理
图 7-1 RCD缓冲电路
由于变压器的初级有漏感，漏感的能量不会通过磁芯耦合到次级。那么当MOSFET关断时，漏感电流也是不能突变的，漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOSFET被电压击穿而损坏，所以要在初级侧加一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R9消耗掉。当然， R9不仅消耗漏感能量，因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。
下面分析其工作原理：
当Q关断时，漏感释放能量、导通、C11上电压瞬间充上去，然后D4截止，C9通过R9放电。
（1）若C11的容值很大，C9上电压缓慢上升次级侧反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到次级；
（2）若C11容值特别大，电压峰值小于次级反射电压，则缓冲电容上电压将一直保持在次级反射电压附近，及缓冲电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量；
（3）若R9C11的值太小，C11上电压很快会降到次级反射电压，故在Q开通前，缓冲电阻将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率；
（4）如果R9C11值取的比较合适，使到Q开通时，C11上电压放到接近次级反射电压，到下次导通时，C11上能量恰好可以释放完，这种情况缓冲效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。
2.参数计算
（1）变压器次级侧反射到初级侧的电压，即反激电压；
MOSFET耐压值为600V，稳态时电压应比例为80%；
在计算过程需要测定变压器一次绕组的漏感值，在此给定估算值为3.7uH。
RCD嵌位电压：
RCD的功耗：
电阻取值：
取100kΩ。
电容取值：
式中，0.05——吸收电容电压波动5%。
实际C11=4700pF，与计算值相差很大。
原因：a.给定漏感值的合理性；实际设计时漏感值是实测得到的；
b.计算方法与实际应用的合理性，在实际制作过程中，RCD电路是需要反复调整的。
解决办法：在电路测试时进行调节。测出变压器的漏感，从新计算。
（2）RCD二极管的选择
工作频率为100KHz，所以选择UF系列的快速二极管；耐压选择1KV。
选定二极管型号为UF4007。
七、输出电路的设计
经过变换电路的作用，在变压器的次级需要用二极管进行整流。在整流之后需要进行滤波处理，以提高快关电源的输出电压质量。
该电源为多路输出，由于5V输出的电流相对较大，所以在5V输出电路上采用电压负反馈。
图 8-1输出电路
1.输出整流器的选择
（1）+5V输出电路
二极管耐压值为：
根据以上三个参数选择整流二极管，选用肖特基二极管IN5821，其参数为，最大反向峰值电压30V、最大半波整流电流3A、最大正向峰值浪涌电流75A、最大反向电流2A、正向导通压降0.5V。
（2）+12V输出电路
二极管耐压值为：
峰值电流：
电流有效值：
根据以上三个参数选择整流二极管，选用肖特基二极管IN5822，其参数为，最大反向峰值电压40V、最大半波整流电流3A、最大正向峰值浪涌电流75A、最大反向电流3A、正向导通压降0.525V。
（3）+15V输出电路
计算方法同“+12V输出电路”计算。
根据计算结果选择整流二极管，选用肖特基二极管SR150，其参数为，最大反向峰值电压50V、最大半波整流电流1A、最大正向峰值浪涌电流30A、最大反向电流1A、正向导通压降0.7V。
2.输出滤波电路的设计
由于+5V输出的电流较大，所以在电容滤波的后级又增加了LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L1选用被称作“磁珠”的3.3uH穿心电感，可滤除D3在反向恢复过程中产生的开关噪声。+12V和+15V两路输出只需在输出端分别加上滤波电容即可。安规电容CY1起抑制共模干扰作用。
（1）+5V输出滤波元件参数的选择
图8-2 +5V输出电路
a.滤波电容的选择
输出滤波电容器的选择是根据整流输出纹波电流的值而定，输出整流纹波电流为：
计算 +5V输出电流的纹波电流值为
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用两只470uF/35V的铝电解电容并联。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C22=0.1uF。
b.滤波电感的选择
输出滤波电感可有一下公式计算：
此处选择L2=3.3uH的磁珠。
c.R18与C22构成缓冲电路，原理同图7-1，用于吸收变压器二次侧漏感产生的电压尖峰。
（2）+12V输出滤波元件参数的选择
图8-3 +12V输出电路
a.滤波电容的选择
输出滤波电容器的选择是根据整流输出纹波电流的值而定，输出整流纹波电流为：
计算 +12V输出电流的纹波电流值为
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用一只470uF/35V的铝电解电容即可。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C14=0.1uF。
（3）+15V输出滤波元件参数的选择
电路及元器件选择计算同“+12V输出滤波元件参数的选择”。
470uF/35V的铝电解电容在105℃时的耐100KHz电流纹波电流能力为1.36A，所以选用一只470uF/35V的铝电解电容即可。
由于铝电解电容无法吸收加在两端的高频电流分量，用0.01-0.1uF的陶瓷电容就可以达到这个目的，此处取C17=0.1uF。
3.输出RC缓冲电路的设计
（1）输出RC缓冲电路的作用
a. 衰减次级漏感与整流二极管的振荡，即降低或消除电压、电流尖峰；
b.限制di/dt或dV/dt;
c. 防止开关管开通时次级二极管的瞬间电压超过最大值,有保护肖特基二极管及减少EMI的作用。
d.使系统运行在安全操作区内
（2） RC电路参数选择
在二极管上并联的RC，其取值要经过反复试验才能确定。如果选用不当，反而会造成更严重的震荡。电阻一般取10-100Ω，电容取4.7pF-2.2nF(2200pF)。
在此取R13=R14=47Ω，C13=C16=1000pF。具体取值还需试验进一步确定。
八.完整电路图及工作过程
1.开关电源完整电路图
九、总结
从开关电源拓扑结构的确定到每个电气元件的选型都认真的分析和计算过，对于反激单端开关电源，在设计过程中有很多需要注意的地方：
1.反激式开关电源用到的元器件较少，但其原理较为复杂；成本相对较低，但受到输出功率的限制，一般在100W以内。
2.反激式开关电源变压器与正激开关电源的变压器（真正意义上的变压器）有本质上的区别，反激式开关电源的变压器实际上只是一个储能和传递能量的元件，相当于一个耦合电感；它的输出电压与输入电压不存在匝比的关系（不包括整流管的压降）。反激式开关电源的变压器一般都称作为变换器，其意义也许就在于此吧（个人所见）。
3.反激式开关变换器的计算有很多方法，根据不同的方法计算出的结果也是不相同的，但对最终的实现是没有影响的，只要按照各方法的要求去设计即可。
第3篇：开关电源设计范文
【关键词】开关型 直流稳压电源 探究 电路设计
【中图分类号】G64 【文献标识码】A 【文章编号】2095-3089（2016）04-0163-02
在电力电子技术的不断发展与技术革新下，开关型直流稳压电源以其自身的工作表现与其可靠性成为我国电力系统中广泛使用的一种设备。在实际应用中，开关型直流稳压电源自重轻，工作内故障低，工作效率高，且其性价比占优势，并具有功耗晓得良好表现。相比于其他开关型电源，开关型稳压电源应用范围广，竞争力强，特别是对于粒子加速器等电源应用范围来说，开关型稳压电源具有着良好的专业性与稳定性。通过对于开关型稳压电源的技术标准研读与相关的影响因素分析，目前此类技术研究区域人员都是采用移相控制桥来对DC/DC变换小信号模式进行开关型稳压电源的电路设计。
1.对于动态小信号模型的相关阐述
对于动态小信号模型来说，不同的模型选取进而得到的设计结果都会存在差异。所以，在模型的选取上，应根据其实际情况进行分析与配置。对于开关电源来说，其本质是作为一个非线性的控制对象在进行工作，如果要对其进行成功的设计与分析，那么在进行指导建模时，应以近似建立在其稳态时的小信号扰动模型为依据。这一思路一方面取决于小信号扰动模式稳态时具有与设计目标相近的工作表现；另一方面也是由于这样的模型对于大范围扰动时的拟态不够精准，会造成相应结论的误差或偏差。基于此，以小信号扰动模型来进行开关型稳压电源的电路设计是保证其最终设计结果满足设计要求的必要条件。
2.开关型稳压电源的相关性能指标
2.1性能指标之稳定性。通过相关数据与实践结果研究表明，在不同的开关型稳压电源系统设计下，会产生不同程度的鲁棒性。而在暂态特性方面，其表现也会相应提高。但对于直流新稳压电源来说，其系统下对于增益余量的要求是大于或等于40dB，对于相位余量的要求则是大于或等于30dB。
2.2性能指标之瞬间响应指标。当开关电源处于非稳定状态下，由于其所受的干扰，输出量会出现相应的抖动现象。且其抖动量会随着其干扰而变化，当干扰停止时，则其最终也会回到稳定值，基于此，在对开关型稳压电源进行这方面的性能指标确定时，是以过冲幅度与动态恢复时间的长短来衡量其系统的动态特性的。在此定义下，瞬态响应指标内容主要是表现为，如果穿越频率越高，则其系统恢复到动态平衡点的时间就越短，另一方面，系统在干扰情况下所表现的过冲幅度与其相位余量呈相关性。
2.3性能指标之电源精度。在电源精度方面，其控制要求严格，一般其最终的电源精度误差需要控制在设计目标的1‰以下，且其纹波不得在1‰以上。考虑到纹波自身的分类有高频与低频两种，而这两种纹波是基于开头频率表现的。如高频纹波就是受到开头频率的影响，必须通过滤波器进行控制。而低频纹波则是受到电网波动的影响，必须通过系统的负反馈来进行控制。
3.关于开关型稳压电源的电路设计
3.1关于系统下的补偿网络与相关相关设计应用。目前来说，对于开关型直流稳压电源系统来说，其补偿网络是通过PI或者PID的算法来设计与制作的。也就是说，PI调节器的主要作用是对抗高频纹波影响，也就是提高系统对于高频干扰能力的抵抗性，但对于PI调节器来说，动态性差的缺点是无法忽视的。目前来说，实际应用中通过引入微分算法后可以有效提高系统的响应速度。但其缺点也显而易见：一方面是由于零点的大量引入直接造成系统对于高频信号的敏感度大幅度提高，放大器在此情况下，很容易产生堵塞现象；另一方面则是当开关纹波的放大倍数得到增大时，放大器也会随之进入非线性区，这结果只会造成整个系统的不稳定。目前来说，对于这些缺陷是以超前滞后的方法来进行补偿的。
3.2关于开关型稳压电源的电路设计原理
3.2.1理想性技术指标如下：（1）输入交流：电压220V（50―60Hz）；（2）输出直流：电压5V，输出电流3A；输入交流电压在180―250V区间变化时，输出电压相对变化量应小于2%；（4）输出电阻R0
3.2.2关于开关型稳压电源的基本工作原理。当线性自流稳压电源处于低频率工作状态下时，那么调整管的工作由于其体积大，则其效率相应低，但当其调整管工作处于开关状态下时，那么其的工作表现就为体积小，效率高。
3.3开关型稳压电源的电路设计探究。从以上论述可以看出，开关型直流稳压电源系统其低功耗的特点是由于晶体管位于开关工作状态下时，对于功率调整管的功耗要求低。特别是对于理想状态下的晶体管来说，当其处于一种截止状态时，晶体管所经过的电流为0，相应的功耗也就为0；另一方面，由于开关型稳压电源系统的穿越频率较高，所以对于电路的动态响应速度得以提高，而且整个系统的响应速度不受低通滤波器的影响；另外，相对于直流470V的电压来说，并环穿越频率远未达到这一频率，输出只为48V，特别是其电压稳定性方式，经过测试，其低频纹波稳定率都在0.996以上，完全满足了设计要求。
4.结语
综上所述，在进行开关型稳压电源的电路设计时，小信号的模型选择是关键点。为了进一步提高开关型稳压电源系统的稳定性，超前滞后网络补偿原理有效地弥补了精度电源的纹波限制高的问题。通过实践也表明，开关型稳压电源的适用性非常强，必将为人们生活提供更好的服务。
参考文献：
[1]汤世俊.浅谈高性能开关型直流稳压电源[J].学术探讨，2011，（10）.
[2]樊思丝.高性能开关型直流稳压电源的设计探究[J].企业技术开发，2011，（03）.
[3]王滔.开关型稳压电源[J].科技风，2012，（11）.
第4篇：开关电源设计范文
电压电流检测
如图3-7所示，电路的控制及触发信号的产生均由DSP芯片产生。电路的控制很简单，在DSP检测到充电电容的电压达到要求值后，关断IGBT的驱动信号即可。其检测信号由霍尔电压传感器来完成。霍尔电压传感器把检测到的电压信号经过A/D转换器输入到DSP内，DSP把进来的电压信号与设定的信号进行比较，当电压信号大于设定值时发出控制信号，关断PWM波输出。
图3-11 霍尔传感器
端子说明：
IN+：输入电压正；
IN–： 输入电压负；
+：正电源；
-：负电源；
M：输出端；
：公共地。
霍尔传感器的输出端M接A/D转换器，把数字信号转换为电压信号输入给DSP[10]。
输出电流也采用霍尔电流传感器采集信号，为DSP提供控制信号和保护信号.
IGBT的驱动
IGBT的驱动信号充分利用了DSP的功能，DSP产生PWM驱动信号，但此PWM信号的驱动能力较差，不能直接驱动IGBT。DSP的驱动信号需经放大信号放大在进行驱动。在此选富士电机公司的EXB841做为IGBT的驱动器。
图3-12 EXB系列集成驱动器的内部结构框图
EXB系列驱动器的各引脚功能如下：
脚1：连接用于反向偏置电源的滤波电容器；
脚2：电源（ ＋20V ）；
脚3：驱动输出；
脚4：用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作（大多数场合不需要该电容器）；
脚5：过流保护输出；
脚6：集电极电压监视；
脚7、8 ：不接；
脚9：电源；
脚10、11：不接；
脚14、15：驱动信号输入（—，＋）[11]。
由于本系列驱动器采用具有高隔离电压的光耦合器作为信号隔离，因此能用于交流380V的动力设备上。 a)过电流检测器 b）关断时集电极电流波形 c）栅极电压产生
图3-13 过电流检测及相关电流波形
DSP的选择 TMS320F24具有一个32位的中央算术逻辑单元和累加器。CALU具有独立的算术单元和辅助寄存器算术单元，执行一系列的算术和逻辑运算。乘法部分由乘法器、乘积寄存器(PREG)。暂存寄存器(TREG)和乘积移位器四部分组成。高速乘法器使F240可以高效地完成卷积、相关和滤波等数字信号处理中的基本运算。在将乘积寄存器的值送入CALU之前，乘积移位器将对乘积寄存器值进行定标操作。TMS320F240还包含辅助寄存器算术单元。这类算术单元独立于CALU。ARAU的主要功能是对8个辅助寄存器(从AR0到AR7)执行算术操作，该操作可与CALU中的操作并行进行。
为加强信号处理能力，TMS320F240采用改进的哈佛结构，即独立的程序和数据存储空间和总线结构。程序总线传输程序存储空间内的指令代码和立即操作数，数据总线将数据存储空间与CALU。辅助寄存器等部分连接到一起。而且程序和数据总线都可以在一个指令周期内将片内数据存储器、片内或片外程序存储器中的数据送入乘法器以完成一次乘加运算。TMS320F240具有很高的并行机制，数据在CALU中被处理的同时，在ARAU中还可以进行算术操作。这种并行机制的结果是在一个指令周期内可以完成一系列算术、逻辑和位操作。
图3-14 DSP引脚图
TMS320F240是该系列DSP控制器推出的第一个标准器件，它确定了单片数字电机控制器的标准。其指令执行速度是20MIP/S，几乎所有的指令都可以在一个50ns的单周期内执行完毕。这种高性能使复杂控制算法的实时执行成为可能，例如自适应控制和卡尔曼滤波。非常高的采样速率也可以用来使环路延迟达到最小。TMS320F240不仅有高速信号处理和数字控制功能所必需的体系结构特点，而且它有为电机控制应用提供单片解决方案所必需的设备。F240是利用亚微米CMOS技术制造的，达到了较低的功耗。
作为一个系统管理者，DSP必须有强大的片内I/O端口和其他设备。TMS320F240的时间管理器与其它任何DSP均不同，这个应用优化的设备单元与高性能的DSP内核一起，使在所有类型电机的高精度、高效、全变速控制中使用先进的控制技术成为可能。事件管理器中包括一些专用的脉宽调制PWM发生函数。三个独立的双向定时器，每一个都有单独的比较寄存器，可以用来支持产生不对称的或对称的PWM波形。
以下是F240的特点： （1）32位的中央算术逻辑单元(CALU);
（2）32位加法器; （4）三个定标移位寄存器;
（5）8个16位辅助寄存器，带有一个专用的算术单元，用来做数据存储器的间接寻址。
2．存储器
（1）片内544 X 1 6位的双端口数据/程序RAM;
（2）16K字X16位的片内PROM或闪存EPROM; （4）有软件等待状态发生器的外部存储器接口模块，具有16位地址总线和16位数据总线；
（5）支持硬件等待状态。
3．程序控制
（1）4级管道操作;
（2）8级硬件堆栈;
（3）六个外部中断:电源驱动保护中断、复位、非屏蔽中断NMI和三个可屏蔽中断。
4．指令系统 （2）单指令重复操作；
（3）单周期的乘法/加法指令；
（4）程序/数据管理的存储器块移动指令；
（5）牵引寻址功能；
（6）基于2快速傅立叶变换的位反转索引寻址功能。
5．电源
（1）静态CMOS技术；
（2）4种低电源模式以降低电源损耗；
（3）仿真:与片内扫描仿真逻辑相连的正EE标准11491测试访问端口；
（4）速度:50ns(20MIPS)的指令周期，多数指令为单周期。
6．事件管理器 （2）三个16位通用定时器，有6种工作棋式，包括连续递增和连续加/减计数；
（3）三个16位全比较单元，有死区功能；
（4）三个16位简单比较单元；
（5）四个捕获单元，其中两个有正交编码器脉冲接口功能。
7．双10位模数转换器(ADC)。
8．28个独立可编程的多路复用110引脚。
9．基于锁相环的时钟模块。
10．带实时中断(RTI)的看门狗（WD）定时器模块。 PWM波的形成
PWM波形的产生主要利用了TMS32OF240的事件管理器模块［13］。现在重点介绍其中的通用定时器，与全比较和简单比较单元相关的PWM单元。
事件管理器中有三个通用定时器。在实际应用中，这些定时器可以用作独立的时间基准，如:控制系统中采样周期的产生和为全比较单元以及相应的PWM电路产生比较/PWM输出的操作提供时间基准。 输出以及和比较单元的匹配信号等。
通用定时器的计数方式有六种，分别为：停止/保持、单个递增计数、连续递增计数、双向递增/递减计数、单个递增/递减计数以及连续递增/递减计数。
要产生一个PWM信号，需要有一个合适的定时器来重复产生一个与PWM周期相同的计数周期，一个比较寄存器来保持调制值。比较寄存器的值不断与定时器计数器的值相比较，当两个值匹配时，在响应的输出上就会产生一个转换。当两个值之间的第二个匹配产生或一个定时器周期结束时，响应的输出上会产生又一个转换。通过这种方法，所产生的输出脉冲的开关时间就会与比较寄存器的值成比例。
图3-15 DSP内部PWM发生电路框图 为了获得对称PWM输出，我们在软件上只须做以下工作：
（1）配置ACTR来定义全比较输出引脚的极性；
（2）配置 COMCON来使能比较操作和禁止空间向量模式，并设置ACTR和CMPRX的重载条件为下溢；
（3）GP定时器1置为连续加/减计数模式并启动操作。
另外，为了避免同一桥臂上串联的两个功率开关器件的开启时间不会互相重叠以至击穿，6路PWM脉冲还带有可编程死区。设置死区定时器的控制寄存器(DBTCON)的相应位来确定死区时间[13]。
电路的理想波形
如下图3-16所示，分别是谐振电流波形Z，及Z和Z的理想驱动波形。
图3-16谐振电流波形及Z、和Z、Z的驱动波形
电源输出波形如图3-17。
图3-17 电源输出电流波形
脉冲电容的理想波形如下图3-18。
图3-18 脉冲电容C上的电压
本章小结
本章主要介绍了高压软开关充电电源的设计过程。详细讨论了串联负载型DC—DC变换电路的工作原理和三种工作方式，并指出串联负载型DC—DC变换电路是最适合与给高压脉冲电容充电的电路形式。本章还介绍了用霍尔传感器进行电压和电流的检测方法，以及用EXB841对IGBT进行驱动的方法，以及用DSP产生PWM驱动信号所要做的工作。给出了充电电源的理想驱动波形和电容电压波形。
; ; ; ;
结论
经过一个学期的学习和研究，我对开关电源的理论和设计方法有了更深刻的认识，结合作者在完成论文过程中所学到的知识及获得的经验，可得到以下结论：
1．串联谐振开关电路工作于恒流源状态。综合考虑充电效率、电路实现难易程度、体积等该电路是最适合电容器充电的。在基本电路的基础上进行技术革新,提高充电稳定度,能使其适应大范围的重复频率及储能电容的容量变化。应用前景将十分广泛是传统充电电源的升级换代品。
2．采用了当前比较流行的PWM与谐振变换相结合的主电路拓扑结构实现软开关，这大大减小了开关损耗。采用高频开关功率DC/DC变换技术，从而大大减小了电源的体积和电源的噪声，基本消除了噪声对环境的污染。
第5篇：开关电源设计范文
1 引言
随着PWM技术的不断发展和完善，开关电源得到了广泛的应用，以往开关电源的设计通常采用控制电路与功率管相分离的拓扑结构，但这种方案存在成本高、系统可靠性低等问题。美国功率集成公司?POWER Integration Inc?开发的TOP Switch系列新型智能高频开关电源集成芯片解决了这些问题，该系列芯片将自启动电路、功率开关管、PWM控制电路及保护电路等集成在一起，从而提高了电源的效率，简化了开关电源的设计和新产品的开发，使开关电源发展到一个新的时代。文中介绍了一种用TOP Switch的第三代产品TOP249Y开发变频器用多路输出开关电源的设计方法。
2 TOP249Y引脚功能和内部结构
2．1 TOP249Y的管脚功能
TOP249Y采用TO－220－7C封装形式，其外形如图1所示。它有六个管脚，依次为控制端C、线路检测端L、极限电源设定端X、源极S、开关频率选择端F和漏极D。各管脚的具体功能如下：
控制端C：误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，利用控制电流IC的大小可调节占空比，并可由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，利用该端可激发输入电流，同时该端也是旁路、自动重启和补偿电容的连接点。
线路检测端L：输入电压的欠压与过压检测端，同时具有远程遥控功能。TOP249Y的欠压电流IUV为50μA，过压电流Iav为225μA。若L端与输入端接入的电阻R1为1MΩ，则欠压保护值为50VDC，过压保护值为225VDC。
极限电流设定端X：外部电流设定调整端。若在X端与源极之间接入不同的电阻，则开关电流可限定在不同的数值，随着接入电阻阻值的增大，开关允许流过的电流将变小。
源极S：连接内部MOSFET的源极，是初级电路的公共点和电源回流基准点。
开关频率选择端F：当F端接到源极时，其开关频率为132kHz，而当F端接到控制端时，其开关频率变为原频率的一半，即66kHz。
漏极D：连接内部MOSFET的漏极，在启动时可通过内部高压开关电流提供内部偏置电流。
2．2 TOP249Y的内部结构
TOP249Y的内部工作原理框图如图2所示，该电路主要由控制电压源、带隙基准电压源、振荡器、并联调整器／误差放大器、脉宽调制器（PWM）、门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、关断／自动重起动电路及高压电流源等部分组成。
3 基于TOP249Y的开关电源设计
笔者利用TOP249Y设计了一种新型多路输出开关电源，其三路输出分别为5V／10A、12．5V／4A、7V／10A，电路原理如图3所示。该电源设计的要求为：输入电压范围为交流110V～240V，输出总功率为180W。由此可见，选择TOP249Y能够满足要求。
3．1 控制电路设计
该电路将X与S端短接可将TOP249Y的极限电流设置为内部最大值；而将F端与S端短接可将TOP249Y设为全频工作方式，开关频率为132kHz。
图2
在线路检测端L与直流输入Ui端连接一2MΩ的电阻R1可进行线路检测，由于TOP249Y的欠压电流IUV为50μA，过压电流Iav为225μA，因此其欠压保护工作电压为100V，过压保护工作电压为450V，即TOP249Y在本电路中的直流电压范围为100～450V，一旦超出了该电压范围，TOP249Y将自动关闭。
3．2 稳压反馈电路设计
反馈回路的形式由输出电压的精度决定，本电源采用“光耦＋TL431”，它可以将输出电压变化控制在±1％以内，反馈电压由5V／12A输出端取样。电压反馈信号U0通过电阻分压器R9、R11获得取样电压后，将与TL431中的2．5V基准电压进行比较并输出误差电压，然后通过光耦改变TOP249Y的控制端电流IC，再通过改变占空比来调节输出电压U0使其保持不变。光耦的另一作用是对冷地和热地进行隔离。反馈绕组的输出电压经D2、C2整流滤波后，可给光耦中的接收管提供电压。R4、C4构成的尖峰电压经滤波后可使偏置电压即使在负载较重时，也能保持稳定，调节电阻R6可改变输出电压的大小。
3．3 高频变压器设计
由于该电源的输出功率较大，因此高频变压器的漏感应尽量小，一般应选用能够满足132kHz开关频率的锰锌铁氧体，为便于绕制，磁芯形状可选用EI或EE型，变压器的初、次级绕组应相间绕制。
高频变压器的设计由于要考虑大量的相互关联变量，因此计算较为复杂，为减轻设计者的工作量，美国功率公司为TOP Switch开关电源的高频变压器设计制作了一套EXCEL电子表格，设计者可以方便地应用电子表格设计高频变压器。
3．4 次级输出电路设计
输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。整流二极管选用肖特基二极管可降低损耗并消除输出电压的纹波，但肖特基二极管应加上功率较大的散热器；电容器一般应选择低ESR?等效串联阻抗?的电容。为提高输出电压的滤波效果，滤除开关所产生的噪声，在整流滤波环节的后面通常应再加一级LCC滤波环节。
3．5 保护电路设计
本电源除了电源控制电路TOP249Y本身所具备的欠压、过压、过热、过流等保护措施外，其控制电路也应有一定的保护措施。用D3、R12、Q1可构成一个5．5V的过压检测保护电路。这样，当5V输出电压超过5．5V时，D3击穿使Q1导通，从而使光耦电流增大，进而增大了控制电路TOP249Y的控制端电流IC，最后通过内部调节即可使输出电压下降到安全值。
图3
为防止在开关周期内，TOP249Y关断时漏感产生的尖峰电压使TOP249Y损坏，电路中设计了由箝压齐纳管VR1、阻断二极管D1、电容C5、电阻R2、R3组成的缓冲保护网络。该网络在正常工作时，VR1上的损耗很小，漏磁能量主要由R2和R3承担；而在启动或过载时，VR1即会限制内部MOSFET的漏极电压，以使其总是处于700V以下。
4 电源性能测试及结果分析
根据以上设计方法，笔者对采用TOP249Y设计的多路输出开关电源的性能进行了测试。实测结果表明，该电源工作在满载状态时，电源工作的最大占空比约为0．4，电源的效率约为90％，纹波电压控制、电压调节精度及电源工作效率都超过了以往采用控制电路与功率开关管相分立的拓扑结构形式的开关电源。
第6篇：开关电源设计范文
关键词 开关电源；热分析；ANSYS；热设计
中图分类号TN86 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2011）47-0034-02
0 引言
开关电源被广泛的应用于国防军事，工业自动化，家用电气等领域的电子系统中。随着开关电源逐步向小型化、高频化、高功率密度发展，用户对开关电源的可靠性设计提出了更高的要求。温升是影响开关电源可靠性的关键性因素，如何将热量高效快速的导出，成为电源工程师的首要任务[1]。热设计的好坏直接影响着开关电源的可靠性和寿命，因而热设计是开关电源可靠性设计的重要环节。
本文以一个工作于密闭电源盒的开关电源为例，利用有限元软件ANSYS对开关电源进行热设计，来提高整个开关电源的散热性能，使得开关电源的主要发热器件的温度控制在允许的范围内，保证开关电源安全可靠的运行。
1 开关电源的热分析
本文中开关电源为反激式，具有有源功率因数校正(APFC)环节，主要发热元件有开关管，整流二极管，大功率电阻，变压器与电感等[2]。
首先利用ANSYS分析工作在空气中开关电源的温度分布情况。
1.1 仿真边界条件和载荷说明
1）环境温度：25℃；
2）对流系数：6W/m・K；
3）载荷：器件的生热率（P为器件的发热功率，V是器件等效热源的体积）。
1.2 模型的简化处理
1）对于简化线圈模型来说，由于线圈在实际中是由一圈一圈的漆包线绕制的，而且这样的绕线也不规则，在模型建立中使用单一圆柱体来代替多圈的导体；
2）芯片热源等效为长方体。
1.3 网格模型
模型中有些部分的尺寸微小，如MOSFET的等效热源，尺寸为13.8×8×0.2mm3。选用ANSYS软件中的SOLIDTO单元．通过设置MSHKEY和MSHAPE两个选项，完成对单元形状的控制。在建立网格处理不规则体的时候，特别是连接处理后的非六面体的情况，采用退化的四面体单元进行网格划分，可以通过设定ESIZE，LESIZE的大小来决定单元网格的大小，则模型网格单元数目为324532。
1.4 仿真结果分析
表1中是工作在空气中开关电源的温度分布情况。利用红外热像仪测得的温度，与仿真的温度值对照，相对误差较小，具有很好的准确性。实际上，此开关电源工作在一个封闭的电源盒内，内部的空气流动速度很慢，在理想状态下，认为内部空气处于绝热状态，几乎不导热。因而各器件的实际工作时温度会更高。因此。为保证开关电源安全可靠的运行。必须采取有效的散热措施，迅速的将电源盘内部的热量导出，降低主要热源的温度。
2 开关电源的热设计分析
如何寻找低热阻通路来将热最迅速导出是设计开关电源热设计的关键问题，因为只有开关电源器件的结点温度降低后，这样才能避免高温而导致开关电源可靠性下降的问题。此开关电源工作在一个封闭的电源盘内，由于工作环境特殊，不允许加风扇，只能采取自然散热的措施。其热设计的内容包括电源盘的内部热设汁和电源盘的外部热设计。
通过设计将开关电源的前后级MOSFET，后级二级管，整流桥的温度控制在60℃以内，变压器的温度低于65℃。
2.1 电源盒的内部热设计
开关电源的电源盒内部热设计主要是调整器件布局和改变内部介质。
1）电路布局的热设计
密封电源盘内热源的主要散热途径有以下几个方面：首先，通过热源经盒内介质向壳体传导的热量，可以通过对流和辐射在壳体的表面将热量发散到大气中；其次，通过盒体内部的介质可以把热量传递到其他部件上，这样就可以形成温度的叠加效应。
所以，在设计过程中，在考虑不影响电路性能的情况下，应该使得发热部件尽可能分散，且在电路板边缘分布，另外，固定在电源盒的导热铝板应该与其相连。电路板的后边缘则应该放置前后级MOSFET和整流桥，与电源盒的侧壁相连靠的是2mm的导热铝板；而电路板的前侧边缘放置后级二极管，同样，电源盒的侧壁相连靠的是同样厚度表2是开关电源电路靠局调整前后的温度对照表，通过表2可以得出如下结论：
首先，可以看出前后级的MOSFET、整流桥和后级二极管温度都有明显的降低变化，其主要的原因是因为由于低热阻通路-导热铝板的存在，使得电路布局为这些器件与外壳之间存在这样一种合理的通路，这样就可以使得器件产生的热量传导到电源盒体，从而温度梯度也得以降低。
其次，对于变压器来说，温度变化很小。通过内部空气传导到电源盒的变压器的热量，在加上空气的热阻很大的原因，这样可以认为在密闭条件较好的情况下的绝热状态。同时，最高结点温度和环境温度梯度也很大，这样来说对于变压器温度没有明显的降低。
变压器的温度变化很小。这是因为变压器的热量主要通过内部空气传导到电源盒，而空气的热阻很大，在密闭条件很好的情况下，可以认为处于绝热状态。变压器的最高结点温度与环境的温度梯度很大，导致温度没有明显的降低。所以尽管电路布局的调整改善了开关电源的温度分布情况， 有些器件的还存在较高的温度梯度，无法满足安全可靠运行的要求。
2）电源盒内部介质的热设计
热量主要以传导方式由内部器件传到电源盒，这一点可以从前面的电源盒内热源的散热途径获得，经过对流换热的方式散发到空气中。根据传导散热的原理，内部介质的导热系数可以看做是影响电源盒内部温度梯度的主要因素，其中，由于介质的导热系数与内部热源的温度梯度成反比的原因，说明了质的导热系数越大，内部器件的温度梯度就越小，热源的结点温度就越低。
根据开关电源主要器件温度与内部介质的导热系数的关系曲线可以得出如下的结论：
（1）器件的温度和内部介质导热系数变化成反比，并且基本上所有器件最终趋于同一温度。
（2）变压器的温度曲线存在一定区别，表现在介质导热系数为1.2 W/m・K时有一定的上升，这可能是因为变压器的温度低于其他热源的温度，但是需要注意热量具有从温度高的流向温度低物体的规律，这样由于变压器温度相对较低时，当存在其他热源的影响，变压器温度也是可以理解的。
2.2 电源盒的外部热设计
电源盒的壁厚和壳体表面肋片的设计构成了电源盒的外部热设计，需要注意，其表面的散热方式为对流和辐射，这样，根据流散热的原理，表面散热面积则是影响散热的主要因素，其中，电源盒的表面散热面积与外壳肋片的高度影响直接相关。
开关电源的传导散热主要受到电源盒的壁厚的影响，同时，电源盒表面的对流散热则受到外壳的肋片高度影响。因此，对于多热源的封闭盒体来说，在限定电源盒尺的条件下，外壳的肋片高度对于散热的影响一般大于壁厚的影响，所以对于封闭盒体来说，主要的散热形式为表面的对流散热，这样能有效的散发热量，降低盒体内部器件的结点温度。
所以根据上述结果分析可知，对于电源热设计中需要采用内部灌胶，而对于主要发热器件来说则需要通过导热铝板与电源盒外壳相连，同时采取电源盒外壳加肋片的综合散热措施，这样可以有效控制开关电源温度，达到预定目标，从而满足设计要求。
3 结论
本文开共电源因其工作环境的要求，限制了散热措施的选择。在只能采取自然散热措施，且功耗很大，电源盒的尺寸和重量受到严格限制的条件下，分别对电路板和电源盒的结构进行了热设计，寻找一种有效的散热措施，降低了主要器件的温度，提高开关电源的可靠性，延长了寿命。
参考文献
第7篇：开关电源设计范文
关键词：单片开关电源快速设计
TOPSwithⅡ
TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.
Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ
在设计开关电源时，首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片，既能满足要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不同型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率PO，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗PD，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。
下面重点介绍利用TOPSwitch－II系列单片开关电源的功率损耗（PD）与电源效率（η）、输出功率（PO）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提
η/％(Uimin=85V)
中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编码：02192713(2000)0948805
PO/W
图1宽范围输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线
图2宽范围输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线
图3固定输入且输出为5V时PD与η，PO的关系曲线
供了依据。
1TOPSwitch－II的PD与η、PO关系曲线
TOPSwitch－II系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为Ui=85V～265V，230V±15％。
1．1宽范围输入时PD与η，PO的关系曲线
TOP221～TOP227系列单片开关电源在宽范围输入（85V～265V）的条件下，当UO=＋5V或者＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值Uimin=85V，最高
η/％(Uimin=85V)
η/％(Uimin=195V)
交流输入电压Uimax=265V。图中的横坐标代表输出功率PO，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于TOP221～TOP227的电源效率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线（下同）。
1．2固定输入时PD与η、PO的关系曲线
TOP221～TOP227系列在固定交流输入（230V±15％）条件下，当UO=＋5V或＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208V、220V、240V也同样适用。现假定Uimin=195V,Uimax=265V。
2正确选择TOPSwitch－II芯片的方法
利用上述关系曲线迅速确定TOPSwitch－II芯片型号的设计程序如下：
（1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当Ui=85V～265V，UO=＋5V时，应选择图1。而当Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V时，就只能选图4；
（2）然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置（PO）；
（3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线；
（4）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗PD。进而还可求出芯片的结温（Tj）以确定散热片的大小；
（5）最后转入电路设计阶段，包括高频变压器设计，元器件参数的选择等。
下面将通过3个典型设计实例加以说明。
例1：设计输出为5V、300W的通用开关电源
通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85V～265V。又因UO=＋5V，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到PO=30W的输出功率点，然后垂直上移与TOP224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线上查得PD=2.5W。这表明，选择TOP224就能输出30W功率，并且预期的电源效率为71.2％,芯片功耗为2.5W。
若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找TOP225的实线。同理，选择TOP225也能输出30W功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7W。
根据所得到的PD值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。
例2：设计交流固定输入230V±15％，输出为直流12V、30W开关电源。
图4固定输入且输出为12V时PD与η，PO的关系曲线
η/％(Uimin=195V)
图5宽范围输入时K与Uimin′的关系
图6固定输入时K与Uimin′的关系
根据已知条件，从图4中可以查出，TOP223是最佳选择，此时PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。
例3：计算TOPswitch－II的结温
这里讲的结温是指管芯温度Tj。假定已知从结到器件表面的热阻为RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外壳的热阻Rθ1和外壳到散热片的热阻Rθ2)、环境温度为TA。再从相关曲线图中查出PD值，即可用下式求出芯片的结温：
Tj=PD·RθA＋TA(1)
举例说明，TOP225的设计功耗为1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。设计时必须保证，在最高环境温度TAM下，芯片结温Tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。
3根据输出功率比来修正等效输出功率等参数
3．1修正方法
如上所述，PD与η，PO的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的Uimin=85V，而图3与图4规定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值Uimin′所对应的输入功率PO′，折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在宽范围输入、固定输入两种情况下，K与U′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点：
（1）图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V，195V，图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。
（2）当Uimin′>Uimin时K>1，即PO′>PO，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当Uimin′（3）设初级电压为UOR，其典型值为135V。但在Uimin′<85V时，受TOPSwitch－II调节占空比能力的限制，UOR会按线性规律降低UOR′。此时折算系数K="UOR′"/UOR<1。图5和图6中的虚线表示UOR′/UOR与Uimin′的特性曲线，利用它可以修正初级感应电压值。
现将对输出功率进行修正的工作程序归纳如下：
（1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的Uimin′值查出折算系数K。
（2）将PO′折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，有公式
PO=PO′/K（2）
（3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据PO值查出合适的芯片型号以及η、PD参数值。
下面通过一个典型的实例来说明修正方法。
例4：设计12V，35W的通用开关电源
已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。从图5中查出K=1.15。将PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，计算出PO=30.4W。再根据PO值，从图2上查出最佳选择应是TOP224型芯片，此时η=81.6％，PD=2W。
若选TOP223，则η降至73.5％,PD增加到5W，显然不合适。倘若选TOP225型，就会造成资源浪费，因为它比TOP224的价格要高一些，且适合输出40W～60W的更大功率。
3．2相关参数的修正及选择
（1）修正初级电感量
在使用TOPSwitch－II系列设计开关电源时，高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当Uimin′LP′=KLP（3）
查表1可知，使用TOP224时，LP=1475μH。当K=1.15时，LP′=1.15×1475=1696μH。
表2光耦合器参数随Uimin′的变化
最低交流输入电压Uimin(V)85195
LED的工作电流IF（mA）3.55.0
光敏三极管的发射极电流IE（mA）3.55.0
（2）对其他参数的影响
第8篇：开关电源设计范文
【关键词】STC89C52;TL494;脉宽调制;人机交互
1.引言
目前电子设备的日益小型化更需要供电电源的小型化，制作小型化电源是未来电源制作发展的一个趋势，传统的开关电源线路一般都是很复杂而且体积也比较大[1]，本设计以STC89C52单片机作为主要控制器，由整流滤波模块、开关电源主回路模块、单片机模块、键盘模块、数码管显示模块以及反馈模块构成。通过改变单片机输出的控制信号来调节TL494输出的PWM波的占空比来控制功率管的通断，从而调节输出电压的大小，具有电路结构简单、成本低、稳压效果好、效率高、输出电压可调、响应速率快的特点。
2.系统结构
本设计的系统结构如图1所示，工频的交流电经过变压器降压后变成18V，再经过整流滤波电路将输出电压分成了两路，其中的一路电压通过稳压与滤波电路输出+5V和+12V的电压作为辅助电源，而另一路电压则作为开关变换部分的输入电压。单片机根据键盘的输入值和采样电压值之间的差值，来修改单片机的控制信号端，输出PWM脉冲的控制信号的电平，通过TL494控制PWM脉冲，以控制功率管的通与断，以便能够得到期望的输出电压值。
图1 系统结构图
2.1 电源电路设计
开关变换电路为开关电源的核心部位，它能将一种等级的直流电压转换为另一种等级的直流电压[2]。开关变换电路原理图如图2所示。功率开关管采用IRF3205，当控制脉冲是低电平时，功率开关管为导通状态，此时电流流过电感，电感将会存储能量，功率开关管把电路的输入电压转换为高频脉冲，当控制脉冲是高电平时，功率开关管为截止状态，电感把所存储的能量释放出来给负载[3]。为了确保电感中的电流能在开关转换过程中保持连续，特选用肖特基二极管FR107作为续流二极管使用，这种二极管的导通截止恢复时间较快，在开关导通变为截止时，能够很快的由截止转换为导通，所以能够确保电感的电流连续[4]。为了减少纹波电压，输出端的滤波电容选用的是低串联等效电阻的优质电容。
图4 A/D转换模块原理图
2.2 控制电路设计
PWM控制器是控制电路的核心部分，开关变换电路以TL494为核心器件，通过其它电路的共同作用，将输入18V直流电压变换为稳定的输出电压，输出电压范围0-15V。可以通过调节单片机控制电路的反馈信号实现不同的输出电压。PWM控制器电路图如图3所示[5]。
2.3 A/D转换模块设计
A/D转换模块如图4所示。图中R13和R15通过分压为ADC0804提供2.5V的参考电压，6端为模拟电压输入端，连接在开关变换电路中电阻R2与R6之间。更换不同的R、C值，会有不同的转换频率，而且频率愈高代表速度愈快。但是需要注意R、C的组合，务必使频率范围是在100kHz～1460kHz之间。
3.系统软件设计
系统软件设计的思路为：系统扫描键盘的输入，当键盘有输入时，系统会立刻做出响应，根据采样电压值与键盘输入的调节电压值来更新脉宽，输出用户期望的电压值，随后系统仍继续扫描键盘，当键盘无输入时，系统调用调节函数，控制输出稳定的电压。当系统扫描键盘时，若有键盘输入，系统会响应键盘的输入，更新脉宽。
3.1 各模块分类
软件按照结构划分，本系统的控制软件由参数定义、中断函数、显示函数和主函数构成。按照功能划分，软件包括按键数码管扫描模块、方波输出模块、AD读取模块和主控制模块，模块间的关系如图5所示。
图5 各模块间的关系
3.2 各个功能之间的切换
方波输出模块设计：调用单片机内部的定时器0和定时器1，通过改变定时器的定时时间来决定输出PWM波的周期和占空比的大小。
AD读取模块设计：通过单片机的P1口于DAC0804的数据输出口相连接，再通过单片机控制ADC0804的读信号和写信号端，以此来控制电压值的读取。
数码管、键盘扫描显示模块设计：通过if判断语句等来执行相关的程序功能。
主控制模块设计：主控制模块分为按键控制电压和反馈电压处理两方面。主要通过按键和判断语句完成本主控制模块功能。
3.3 主程序设计
主程序流程图如图6所示。
图6 主程序流程图
4.结论
本设计采用了STC89C52单片机和TL494脉宽调制芯片，结合DC-DC功率转换模块制作的输出电压可以调节的开关电源。系统可以调节输出电压，分别设有+1V、-1V、+0.1V、-0.1V四个按键，可以实现输出电压的步进调节，输出电压通过数码管显示出来，输出电压的范围在0-15V之间，精度可以达到0.1V，并且负载接电机，便于观察电压的变化情况。开关电源的主要性能有稳压效果好、效率高、输出电压可调、响应速率快、电路结构简单、成本低等特点。
参考文献
[1]张帅，李俊刚，王兴.开关电源设计[J].工业时代，2011.
[2]沙占友.单片开关电源的发展趋势[J].电气时代，2003.
[3]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版社，2004.
[4]赵同贺，刘军.开关电源设计技术与应用实例[M].北京：人民邮电出版社，2007.
第9篇：开关电源设计范文
(安徽理工大学电气工程学院，安徽淮南232001)
【摘要】提出了一种新型单级半桥式开关电源，其输出电压可以稳定在48V，可以作为LED灯的电源使用。该开关电源的单级结构由一个半桥AC/DC功率因数校正电路（PFC）[1-3]和一个半桥DC/DC电源转换器融合而成。通过采用在不连续导通模式（DCM）下具有功率因数校正功能的PFC功率校正电路调节开关电源的输出。相比于传统的两级电源，这种单级半桥式结构提高了系统稳定性，提高了工作效率，降低了产品成本和尺寸，简化了设计。详细介绍新型开关电源的工作原理，并通过仿真验证系统的可行性。
关键词 单级开关电源；半桥；电感设计标准
0简介
一个直流输出需要一个二级开关电源：一个AC/DC电源转换器和一个连接功率校正的独立控制的次级DC/DC稳压电路。二级开关管电源的主要优点是具有较高的功率因数和较低的电流源谐波。许多二级开关电源，都是在第一阶段进行PFC调控，在随后的二级稳压DC/DC电路中将电力直接向负载提供控制。这样的二级结构却有一些缺点，如效率低下，较多的PWM控制器所带来的功率损耗和较大的电路结构。而且二级结构总是使用独立的反馈电路和独立的控制系统，而这些系统的供电都需要二级电源来提供，这些系统包括了隔离电路、误差放大器、PWM控制器等；因此二级的开关电源结构与一级的开关电源结构相比有比较差的效率。而半桥式开关电源具有较高的功率因数，因此半桥式开关电源是比较受欢迎的一种电路结构。
1电力供应
所提出的单级开关电源如图1所示。所有组件均假定在理想的状态下分析。由于开关频率比工作频率高得多，电压源认为在一个开关周期内恒定。功率因数校正电路中的电感L和输出电感L0均工作在离散状态下以降低感应电压[4]。
模态3（d3Ts）如图2(c）所示，开关S1、S2和二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6仍然关闭，此时iL=0。该阶段只有一个导电回路，电流iL0流经L0、负载、D7、D8和变压器副边。
模态4（d4Ts）如图2（d）所示，这时开关S1、S2和二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6仍不导通，电感电流iL0此时为0，所以D7和D8也不导通。这时除了电容C0向负载供电，其他没有任何导电回路。
3仿真设计
本文所提出的单级半桥是开关电源的模拟参数如下所示，输入电压Vs为110V，电感L为470uH，占空比d1为0.172，滤波电容C1、C2为650uF，输出电感L0为270uH，开关频率fs为45kHz，输出电容C0为470uF，输出电压V0为48V。所用的仿真软件为Matlab。需要注意的是电感L和输出电感L0遵循以下设计规则，L必须小于4.3mH，而L0必须小于2.2mH。在具体实验中取L为0.47mH，L0取0.27mH。任何低于设计标准的值均可用来在此电路中进行模拟。在半桥电路中最大占空比必须低于0.5，可变负载的工作点选择为0.25。考虑到寄生效应选择工作点应低于0.25。所以选择的占空比为0.172。
4实验结果
用Matlab[15]仿真后所得实验结果如图4所示，输出结果可以看出能够得到稳定的48V电压。
5结论
本文提出了一种新型的单级半桥式开关电源。该开关电源的新颖之处在于它可以再所需求的功率因数校正所需要的输出负载调节性能良好。分析的结果与预定的规格特别适合作为LED灯的驱动电源[5]。该开关电源的好处是降低了成本和尺寸，简化了设计。
参考文献
［1］沙占友,王彦朋,马洪涛.开关电源优化设计[M].中国电力出版社,2009.
［2］沙占友,安国成.LED驱动电源PFC电路的设计[J].电源技术应用,2011,14(6):52-56.
［3］沙占友，文环明.DC/DC电源变换器的拓扑类型[J].电源技术应用，2006，9（6）:1-3.
［4］Y.Qiu,X.Chen,andH.Liu.Digitalaveragecurrent-modecontrolusingcurrentestimationandcapacitorchargebalanceprincipleforDC-DCconvertersoperatinginDCM[J].IEEETrans.PowerElectron.,2010,25(6):1537-1545.
