直流稳压电源设计总结精选(九篇)

第1篇：直流稳压电源设计总结范文

关键词：稳流控制；通讯方式；PID参数设定；装置模块化；反馈信号

中图分类号：TM712 文献标识码：A 文章编号：1009-2374（2014）09-0045-03

1 概述

目前国内电解铝行业直流大电流自动稳流控制系统仍采用早起北京整流变压器厂研制的模拟电子电路控制原理，后经包头铝业集团动力公司科技人员在此基础上将多年实践运行经验结合PLC可编程序控制器技术开发出了数字式稳流控制系统得到广泛应用。该系统工作原理是通过改变主回路饱和电抗器偏移绕组或控制绕组的电流来改变电抗器中的磁势（电抗值），即自饱和电抗器作为直流电流恒流控制的主要执行器件，是将整流机组输出的直流电流通过直流互感器变换，由稳流系统将变换后的电流转换成4-20mv电压信号反馈给PLC，与给定信号比较，PLC进行PID计算，控制输出脉冲的占空比，改变IGBT的输出电流，从而使整流元件自然换向角延迟，达到调整系统直流电流在给定值的目的。其直流电流的调节方式根据主回路整流柜元件的不同有二种调节方式：即整流调压变压器有载调压+自饱和电抗器+硅整流柜的组合方式，变压器有载开关粗调，电抗器细调及整流调压变压器有载调压+可控硅整流柜的组合方式，变压器有载开关粗调，可控硅细调的调节方式。目前国内大型电解铝企业多采用第一种方式。它的调压范围设计一般在50～70V/DC之间。

2 自动稳流控制系统在实际运行中存在的问题

随着整流设备制造技术的不断发展，单机组直流电流由20000A上升到100000A，电压由600V/DC也提升到了1500V/DC左右，电解铝向系列电流500KA、单系列年产能30～40万吨方向发展，而整流机组稳流控制系统在技术上基本没有研究和发展，致使系列直流电流在效应瞬间波动范围达到16000A左右，电压的波动幅度也在50V左右。产生如此较大幅度波动的因素主要表现在以下几点：

稳流装置在设计时未考虑整流系统谐波对稳流控制系统的影响以及通讯方式。

饱和电抗器的控制绕组和偏移绕组结构基本一样，特性一致，控制却不尽相同。目前稳流系统电源部分，对偏移绕组的控制电路采用单相调压器调压、经单相变压器降压、再经过单相桥式整流、后置电路直接控制电抗器偏移绕组；而电抗器控制绕组电源部分采用三相整流变压器、再经过三相桥式整流、加上后置电路、由PID调节控制IGBT模块、调节电抗器控制绕组的电流大小。这两种电源电路电压波形存在差异，对饱和电抗器铁芯助磁和消磁的电流不对称。

饱和电抗器控制和偏移绕组在没加直流控制电流的情况下可感生出300Hz的非正弦交流电压、幅值大小不一，约在800～2600V之间，易造成反馈板、触发板和IGBT模块损坏。

稳流控制PID用总调方式下、在“目标值”临界点时，各机组之间有“翘翘板”式的波动现象，即在总调模式下各机组电流分配是在小闭环（单机组闭环系统）与大闭环（系列电流闭环系统）系统双重作用下进行调节，在小闭环调节过程中同时接受大闭环的调节指令，造成机组输出电流的不断变化。

调变有载开关一般只压1～2档（1档居多）。有载开关每升降1档，系列直流电压升降在8～14V/DC之间（与变压器容量及有载开关级数有关），在电解系列产生一个效应（约30V左右）时，系列电压释放8～14V/DC，覆盖不了30V的效应电压。压至2～3档时往往导致饱和电抗器工作于非线性区，稳流不起作用。

压档太多（3～4档）系统功率因数降低较多，电压质量下降，不能满足电网基本要求。

压档太多（3～4档）时，电解效应瞬间熄灭后，PID响应速度慢，系统波动较大，容易引起直流过电流，导致机组跳闸。

3 整流机组稳流控制系统的改进理念

稳流控制系统信号的上传以及各机组稳控柜之间的通讯连接，均应采用光缆通讯，通讯速度快，不受强电、磁场及谐波干扰。

稳流控制单元结构模块化，接线简单，便于安装、检修、更换。如配置4台逆变直流控制电源，2台分别用于2组控制绕组，2台分别用于2组偏移绕组。配置1台2路直流电流测量显示及PID控制箱，即组成一套单机组测量显示及稳流控制系统。使原稳流控制系统采用单相、三相电源变压器、平波电抗器及DCS-800等元器件得到彻底改进。

采用PID控制箱后，在没有后台计算机情况下，可现场通过面板设置各种参数；有直流电流测量显示功能（0.2级）；有直流过载参数设定功能；PID控制参数设定功能；实际测量值和设定目标值有直观的光标及数字2种显示功能。通过网络通讯功能，可实现由主控室后台计算机对稳流运行参数的读取和修改；稳流PID控制电源部分设有恒压功能的小型电源滤波器，可有效改善电解企业电网中谐波影响，并保证交流电源电压在120～250V波动时对测量和控制无影响。

逆变直流控制电源，最高电压15V，最大电流30A、偏移和控制电源结构相同，可以内触发控制（本控）给电抗器偏移绕组用，也可外触发控制（由PID控制）给电抗器控制绕组用。在整流变电抗器端子箱处配置阻容吸收回路，能吸收饱和电抗器工作过程中控制和偏移绕组感生的、频率300Hz的非正弦交流尖峰电压。

稳流控制只采用小闭环调节控制系统，可有效避免总调方式下机组间“翘翘板”式的波动，单柜一直在自动闭环方式下运行，取消手动稳流控制方式。PID控制计算只对给定的某一数值与反馈数值大小进行比较、跟踪与调节，只采集直流电流传感器信号作为反馈信号，取消传统的交流反馈作为后备反馈的做法。因为交流反馈只能反应电流变化的大小趋势，交流反馈折算值和直流测量的直流电流值之间不成线性比例，不能作为PID控制的反馈信号用。

为满足电解投产初期及后期、机组全投或检修等各种情况下稳流系统跟踪、调节响应速度的需要，计算机后台对PID控制参数设定除“比例，积分”外，还应该增加对PID积分隔离区、PID控制输出幅值比例、控制回差部分的参数设定。

4 运行效果

经我们将改进后的稳流控制系统投入运行5个月的情况分析，改进后的稳流控制系统技术性能基本符合大电流系统：

单机组及系列电流精度：≤0.2%

系统响应速度≤3S

同机组A、B柜电流差值≤100A

机组之间电流差值≤100A

稳流深度：能最大发挥饱和电抗器的作用。

第2篇：直流稳压电源设计总结范文

关键词： 开关电源；井下电机；PWM；UC1525A

中图分类号：F407.61 文献标识码：A

井下智能钻井工具一般采用涡轮发电机作为电源，驱动井下电机控制执行机构工作，实现井下闭环控制。涡轮发电机输出的直流电压受泥浆脉冲影响，波动大，未经过开关稳压，导致电动机供电电压不稳定，在低速运行时不平稳，限制了电动机的低速性能，影响井下智能钻井工具正常工作。为此，设计了一种井下DC-DC开关电源，为井下电机提供稳定直流电压，确保电机在低速状态下平稳运行，进而提高井下智能钻井工具工作的可靠性及稳定性。

1 总体设计方案

1.1 总体电路设计

DC-DC电源工作在井下高温高压环境中，且靠近发电机及力矩电机震动源。在这种环境温度下，常规半导体电子器件及其组成的电路将难以可靠工作。本设计中输入电压高于输出电压，为尽可能减少所用器件以降低高温情况下因单个器件不稳定导致平均工作寿命减少的情况发生，对比其他电路结构及功率输出情况后，采用BUCK结构电路。开关频率定为3kHz，输入直流电压范围：90-220V，输出电压：48V±2V，输出电流：10A±2A，最大功；500W，最大外径：100mm，工作温度：125℃。

1.2 主电路设计

主电路中，输出滤波电感采用铁硅吕磁环，以适应井下振动环境，电感按临界模式计算，为：

式中Vo为输出电压，Dmin为占空比最小值，Iomin为输出电流最小值，T为周期。

单个电感采用五个77191A7铁硅铝磁环叠加共绕，采用了多个磁环叠加绕制后并联使用。

输出端滤波电容最小值满足：

PWM控制电路核心部分采用了TI公司的UC1525A控制器，该控制器工作温度可到125℃，满足井下工作环境对器件的要求，输出级为两路图腾柱式输出，最大驱动电流200mA。

开关MOS管的源极是悬浮的，为形成相对的驱动电压Ugs，采用变压器隔离驱动，开关管采用MOSEFT，驱动功率相对较小，为加速MOSEFT快速导通和截止，减少开关损耗，输出端加入耦合电容和PNP型三极管。为防止由于变压器漏感带来的尖峰电压击穿MOSFET，采用钳位二极管。

考虑到井下高温强振的工作环境，高频变压器采用德国VAC公司超微晶磁材料VITROPERM 500F（居里温度为600℃），VAC公司的超微晶材料VITROPERM 500F用作开关电源功率变压器，铁损低，饱和磁通密度、磁导率高，可以抵抗强振动应力。

通过以上设计与计算，得到主电路电路设计图如图1所示。

1.3 单端正激式辅助电源设计

为保证主电路PWM控制器稳定工作，引入辅助电源，为开关管驱动电路及两个PWM控制器UC1525A供电。设计参数12V/400mA，即该电路可实现输入60～200VDC，输出12V/400mA。由于主电路采用的是BUCK非隔离结构，辅助电源设计时为简化电路采用非隔离式，如图2所示。

辅助电源中，考虑涡轮发电机整流后的电压容易超出三极管极限参数，为保证稳定，自启动电路设计采用两个三极管串联使用， Rb1，Rb2 ，Rc1为限流电阻。C13上的电压给辅助电源上的PWM控制器提供启动时间，随后当变压器输出端有稳定电压时，将由输出端提供能量。为防止输出端负载对充电回路的影响，加入二极管D14。采用该种方法设计可以减少限流电阻上的损耗，保证辅助电源稳定启动，为主电路PWM控制器提供相对稳定的电源做好铺垫。

单端正激式变压器磁芯材料采用德国VAC公司的超微晶材料磁环W373，由于辅助电源功率较小，故开关频率可以取得稍大，开关电源频率为50KHz。

整流滤波电路设计同BUCK结构设计类似。控制器同样采用TI公司的UC1525A，与BUCK结构设计方法相同。

1.4 开关电源热设计

本文所设计的开关电源在井下高温强振环境中工作，必须将发热器件产生的热量尽快发散出去，使温升控制在允许的范围之内，以保证可靠性。考虑工作环境特点，本设计采用散热片为开关电源散热。

MOS管采用IRFP460A，为尽可能好的散热，将功率管固定于散热片上，功率管和散热片之间加入导热系数好的散热硅脂。

2 开关电源性能测试

为确保所设计的开关电源能够满足系统性能需求，在实验室对样机进行性能测试。

2.1 开关电源基本功能测试

由于前端电压波动较大，为更好地看到效率与输出功率及输入电压波动情况，采用取样分别测量整流后电压70V、100V、145V、195V时效率随输出功率变化情况。测量输出功率时用直流档，测量整流前端输入功率时用有效值档，结果如表1所示。

2.2 开关电源可靠性测试

满额功率输出时，温度达到动态平衡时开关管最大温升约为15℃（采用点温仪测试）。电压及纹波参数均未出现异常现象，常温特性比较好。电源性能良好，输出电压误差小于1V。经过近800次开关通断电，电路工作状况未发生问题，电路输出电压不受影响。

长时间工作于150℃时，电路板及开关器件均正常，随着负载功率上升，输出电压有下降趋势。

3 结论

3.1 应用于钻井井下的开关电源，其主电路拓扑形式选用BUCK电路，所用电子器件少，结构形式简单，能够满足井下狭小空间对于工具尺寸的要求。

3.2 开关电源控制环路设计过程中需建立开关电源完整的小信号数学模型，并对其进行开环小信号分析，确保其稳定性。

3.3 主电路与辅助电路设计中对输出滤波参数的计算一方面采用理论计算，一方面采用经验值并考虑温度等特性，器件选型上有一定余量，保证其稳定工作。

3.4 在高温条件下，需要考察开关电源功率器件散热量和环境温度的平衡温度点以及功率器件在电源舱不同位置时的温升平衡点，确定功率器件最佳散热位置布局，实现开关电源温升最小化。

参考文献

[1]PRESSMAN A L.开关电源设计[M].王志强，译.北京：电子工业出版社.2005.

[2]周习祥，杨赛良.BUCKDC/DC 变换器最优化设计[J].电子设计工程，2010.

[3]赵负图.电源集成电路手册[M].化学工业出版社，2003.

第3篇：直流稳压电源设计总结范文

关键词： DC-DC变换器；步进控制；TPS5430芯片

中图分类号：TP391 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2017）04-0239-02

Design of DC-DC Converter Based on TPS5430

XIE Jiu-jiang

（Wuchang Institute of Technology， Wuhan 430065， China）

Abstract： The DC-DC converter is composed by TPS5430 chip as the core， the control circuit unit circuit in 51 MCU to complete the current display， through the button on the unit circuit to change the duty cycle ，so as to adjust the output voltage. The auxiliary power supply from the DC power supply through the output voltage chip L7805CV . In this paper， according to the requirements of the subject to complete the test of the output current， the input voltage changes in the output voltage test requirements. The whole system makes full use of TPS5430 over-current protection and thermal shutdown function， the performance test is more perfect for the realization of the requirements.

Key words： DC-DC converter；step control；TPS5430 chip

1 O计方案论证与比较

1.1 DC-DC主回路的论证

方案一：采用芯片LM2596以及简单的器件构成，其输入电压为4.5V-40V，输出电流为3A，具有完善的电流限制、热关断等保护电路。但转换效率最高为88%，不符合题目要求。

方案二：采用性能优越的开关电源转换芯片TPS5430，其电压输入范围为5.5V-36V，输出电流为3A，具有开关使能脚、过流保护和热关断功能。转换效率最佳状态可达95%，符合设计参数要求。综上所述：我们选择方案二。

1.2辅助电源电路

本系统可直接用开关电源为其供电，也可由220v工频电源供电。考虑到设计成本及电路设计的难易程度，我们选择直接由市电供电。

2 主要原件参数的选择与计算

2.1电感参数计算

2.2电容参数选择

辅助电源经市电整流、滤波后，通过稳压芯片L7805CV得到5V电源为51单片机供电，C1、C2、C3、C4为滤波电容，其容量选择如下：

3 电路与程序设计

3.1电路的设计

3.1.1 系统总体设计

系统总体结构设计如下图所示。

当充电时，直流稳压电源提供24V-36V的电压给由S1、S2、S3、R5等组成的升压、降压变换电路（U1），由控制电路调节输出方波的占空比，得到所需的电压值（10V～20V），再经TPS5430芯片得到最终稳定的输出电压给电池充电。当电池组放电时，电池组中储存的电压经测控电路的控制，再由DC-DC变换电路中的升压斩波电路的U2（图1中左边）作用释放直流稳压电源，并保持在30V左右，以达到双向DC-DC的变换作用。

3.1.2 DC-DC降压电路设计

TPS5430是TI公司提供的一款具有宽电压输入范围（36V～515V），高输出电流（可达3A）的DC-DC开关电源转换芯片，它具有元件少，输出效率高等优点。下图是本设计中应用它组成的DC-DC降压电路。

3.2系统程序设计

3.2.1程序功能与设计思路

本设计通过单片机调节使能端输入信号的占空比改变输出电压，每按一下步进值增加0.1A；将电流输入A/D转换芯片，将模拟信号转换成数字信号，通过芯STC89C51代码编译输出，经过数码管段选和138译码器位选，最终显示其电流值。程序流程图如下图所示。

4 系统测试方案与测试结果

4.1测试方案

接通S1、S3、断开S2，将装置设定为充电模式（降压模式）。

1）U2=30V条件下，改变占空比，测量输出电流，测量结果如表1所示。

2）I1=2A，使U2在24-36V范围内变换时，测量记录U1的电压值，如表2所示。

4.2 测试结果

5 设计心得

本经过四天的辛勤努力，最终实现了设计的参数要求。但由于时间紧，工作量大，系统还存在许多可以改进的地方，比如电路布局、和抗干扰方面还有很大的提升空间，经过改进，相信性能还会有进一步的提升。本次设计作为全国大学生电子设计大赛的课题，极大的锻炼了我们各方面的能力。例如：软硬件仿真、调试电路等。虽然我们遇到了很多困难和障碍，但总体上成功与挫折交替，困难与希望并存，我们将继续努力争取更大的进步。

参考文献：

[1] 德州仪器高性能模拟器件高校应用指南[K]. 上海：德州仪器半导体技术有限公司大学计划，2014.

第4篇：直流稳压电源设计总结范文

关键词：反激 绕组 充电 切换 稳压

中图分类号：TD6 文献标识码：A 文章编号：1007-3973（2012）010-032-02

各类矿山在线安全监测系统经常处于高温、多尘、高湿、高寒、雷电等极端恶劣条件中，同时，矿山环境又存在频繁停电、供电线路屡遭破坏的实际问题。因此，在线安全监测系统的可靠性问题—特别是供电的可靠性问题—已经成为业界关注的焦点问题之一。大多数矿山在线安全监测系统在紧急事故中因供电中断导致的系统瘫痪，极大地限制了其应用范围，也为矿山安全生产埋下了隐患。基于这种现状，矿山行业迫切需要一种能够提供具备高可靠性，可以在外部失电情况下为用电设备提供稳定电源供给，保证系统或者局部关键设备能稳定持续工作的不间断直流电源。

为解决上述问题，本文提出一种高可靠性的不间断直流供电装置。目前，常用不间断直流供电技术有两种，一种是电池常在线型，电池在不停的充电同时也在为后端用电设备不停的提供能量；另一种是电池后备型，正常情况下，市电通过转换为用电设备提供能量，当市电故障时，电池才投入使用。文中提出的装置属于第二种类型，在市电正常的情况下通过市电转换为稳定的输出电压；当市电故障时电池投入使用，经过转换提供稳定的输出。正常情况下电池一直处于充电管理过程中，采用这种方式可以极大的保证电池的使用寿命，延长设备使用年限。

1 不间断直流电源实现方法

1.1 不间断直流电源基本架构

文中提出的不间断电源装置采用反激开关电源设计，分为初级变换、输出稳压两级结构。初级变换采用反激隔离变换实现电池充电和初级电压变换，输出稳压级是一组DCDC变换单元，实现二次输出稳压变换。

初级变换单元采用反激变换器的形式，实现输入输出隔离，副边输出两组绕组S1和S2，其中S2绕组的输出提供给电池充电，S2绕组的输出采用闭环控制，实现对电池的恒流恒压充电控制；S1绕组的输出开环无稳压调节，直接连接到后级的输出级稳压DC-DC线路输入端。电池的输出经过一个整流MOS管连接到DC-DC线路的输入端。

1.2 S2绕组设计

变压器S2绕组的输出经过整流后向后级电池进行充电，对S2绕组整流后输出的电压及电流进行检测，通过一级放大后反馈到变压器原边控制器的输入参考电压端，进而调整控制器的开关占空比实现输出的稳流稳压控制。

在电池欠电严重的情况下，先实现恒流控制，快速的给电池提供能量；当电池电压升到一定数值以后实现输出恒压控制，减缓电池充电速度。

图2为电池恒流恒压充电反馈检测控制线路图。其中，恒流与恒压数值的可以通过调整取样电阻进行修改，在使用过程中根据不同电池的充电性能进行相应调整。

1.3 S1绕组设计

变压器副边S1绕组的输出是开环状态，经过整流后，输出一个波动的直流电压，当电池电量充满时，S1绕组的整流输出要大于电池的电压，保证在任何状态下S1绕组的输出始终大于电池电压。

1.4 切换电路设计

S1绕组的整流输出直接连接到DCDC稳压线路，电池的输出经过一个反接的N沟道整流MOS管连接到DCDC稳压线路输入端。

在输入交流电压存在时，初级反激变换器S1绕组的输出电压始终大于电池的充电输出电压，由于MOS管内部二极管的反向截止作用，S1绕组的整流输出向DCDC稳压线路单元提供能量，电池处于热备份充电管理状态。

在输入交流电压消失后，S1的绕组输出电压开始下降直至消失，当电池的电压大于S1绕组输出的时候，MOS管的反向二极管开始导通，电池开始给DCDC稳压线路提供能量，保证输出电压的稳定。

S1的输出监测及MOS控制线路是一组辅助功能单元，实现在S1无输出的情况下，控制MOS管开通；当S1输出恢复时，关断MOS管。

S1绕组的整流输出与电池之间通过MOS内部的反向二极管特性实现切换，当S1输出确定已经消失的情况下通过控制线路开通MOS管，屏蔽二极管导通状态，减少器件功率消耗。

1.5 输出DCDC稳压线路

输出DCDC稳压线路实现输出的最终稳压。线路支持宽范围电压输入，保证在S1整流输出供电或电池供电的状态下最终输出电压的稳定。

1.6 保护线路

该不间断直流电源的各类保护线路通过嵌入式MCU进行监测和控制，主要实现电池及输出的过压、过流、欠压等检测控制和多状态配合保护。

2 测试及性能分析

2.1 试验测试方法

不间断直流电源的测试主要是针对电池的充电和输入掉电电池切换，交流正常输入情况下，将一组欠电电池接入，通过示波器或万用表监测电池的充电状态、输出电压状态；当电池充满电后切掉交流输入，监测输出电压的变化。

2.2 电池充电测试

该电源所用的电池为标称电压12V的锂电池，容量2300mAh，在充电过程中对电池电压进行监测，绘制电池充电电压图表。

从图4中可以看出，在电池充电起始阶段，电池电压上升比较快，这个阶段电池一直处于恒流充电状态，当电池充电到接近75%能量，既电压充到接近10.5V的时候，转为恒压充电状态，从这时开始电池电压缓慢稳步上升，在充电电压达到12V的时候转为浮充状态。

2.3 电池切换输出电压测试

在电池充好电以后，切掉输入交流输入，在设备输出带80%负载的情况下监测输出电压状态。

在进行电池切换的过程中输出电压并无明显的波动，说明该电源产品实现了交流输入与电池之间的无抖动切换，保证设备在电池切换过程中输出电压无跌落，供电稳定。

3 总结

实验表明，本文设计的不间断直流电源能够在正常输入交流供电的情况下，对电池的进行良好充电，并在供电故障状态下，实现输出电压的无抖动切换。同时，电池在输入正常情况下处于热备份状态，当输入消失后才投入工作，有效的增加了电池的使用寿命，保证了设备的可靠供电，为各类设备和在线监测系统在恶劣矿山环境下的稳定运行提供了有效保障。

参考文献：

[1] 任锦瑞.矿山电源质量问题及谐波处理[J].机电与自动控制，2008，06（29）：39-41.

[2] 闫福军.宽电压输入反激式开关电源的研究[D].成都：电子科技大学，2010.

[3] 张维.单端反激式开关电源研究与设计[D].西安：西安电子科技大学，2011.

[4] 应建华.锂电池充电器中恒流恒压控制电路的设计[J].微电子学，2008，03（38）：445-448.

第5篇：直流稳压电源设计总结范文

关键词：电子设备；电压；变化

1 技术与指标

电压的不稳定有时会造成许多不良影响，如电压不稳定产生的测量和计算误差，引起控制装置的工作不稳定，甚至根本无法正常工作。因此，为了减小或者避免上述影响，合理的设计出稳压电路是很有必要的。主要技术指标和要求：

（1）输出直流电压UO的调节范围为3-12V，且连续可调；

（2）最大输出电流小于200mA；

（3）稳压系数Sr

（4）能起到过流保护的作用。

大多数直流稳压电源包括变压、整流、滤波和稳压这四个部分。本方案也从这四个部分着手，其中，整流电路选用了单相桥式整流电路，滤波部分选用电容滤波器，稳压环节则采用三端可调集成稳压器W117。

2 总体设计方案论证及选择

2.1 降压电路

电源变压器的是变换交流电的静止电气设备，用来改变交流电压到所需电压值。实际上，理想变压器有P1=P2=U1I1=U2I2。

根据U2/U1=N2/N1，变压器通过改变次级线圈的匝数改变次级电压，由于变压器材料存在着铁损与铜损，所以它的输出功率略小于输入功率。但可以方便的实现所需电压的获得。另外，电源变压器用途广泛，变压稳定，市场购买方便。综上分析，我们选用电源变压器来实现降压功能。将220V的电网电压转换成我们所需要的电压以起到降压的作用。由变压器效率？浊=P2/P1，再根据性能指标要求：UOmin=3V，U0max=12V，选用功率为10W的变压器。

2.2 整流电路

整流电路采用互接成桥式结构的四个单向导通二极管组成。利用二极管的单向导通作用，在交流输入电压U2的正半周内，两个正向二极管导通，反向二极管截止，在负载RL上得到上正下负的输出电压；在负半周内，正好相反，正向二极管截止，反向二极管导通，流过负载RL的电流方向与正半周一致。因此，无论在正半周还是在负半周内，整流电路都能是负载上产生变相不变的脉动直流电压。

单向桥式整流电路中的二极管安全工作条件为：

（1）二极管的最大整流电流必须大于实际流过二极管的平均电流。

2.3 滤波电路

电路工作原理：设变压器次级电压U2的波形为正弦波形，由于采用全波整流的方式，因此在波形的正半周期和负半周期，电源电压U2均能既对RL供电又对电容C进行充电。

现U2按正弦规律上升，当次级电压U2高于UC时，二极管导通，在给负载供电的同时也给电容器C进行充电。随后，U2按正弦规律下降，当U2低于UC时，二极管截止，电容C又经RL放电。另外，当U2先按正弦规律下降再按正弦规律上升即在负半周期时会得到与正半周期相同的充放电情况。因此，在正弦波电压U2的作用下，电容不断进行充放电，从而得到一近似于锯齿波的电压UL=UC，是负载电压逐步趋于稳定。

通过以上的分析，我们得到有关电容滤波电路的如下结论：

（1）电容放电速度的快慢取决于RLC，RLC大则放电速度慢，负载电压产生的电压波动小，负载电压趋于平稳。

2.4 稳压电路

单片集成稳压电源不但克服了稳压二极管的缺点，而且具有较小体积、较高的可靠性、价格低廉等优点。

本课题选用三端可调集成稳压器W117来调节输出电压。

其中Ci用来与电感效应相互抵消，消除自激振荡以保护电路稳定电压，这里取0.3。

C0用来消除输出电压“毛刺”，进一步完善并调整输出电压，这里取1。

3 方案的原理框图

4 总体电路图

通过上述总体方案的论证，我们选用电源变压器来实现降压功能，整流电路选用单相桥式整流电路，滤波部分选用电容滤波器，稳压环节则采用三端可调集成稳压器W117。

参考文献

[1]刘全忠.电子技术[M].2版.北京：高等教育出版社，2004.

[2]叶挺秀，张伯尧.电工电子学[M].2版.北京：高等教育出版社，2004.

[3]孙骆生.电工学基本教程[M].4版.北京：高等教育出版社，2008.

第6篇：直流稳压电源设计总结范文

【关键词】功率因数 校正 全桥变换器

随着开关电源的广泛应用，人们对其需求量日益增长，并且对电源许多方面提出了更高的要求。开关电源因具有效率高、重量轻、体积小等显著特点，其应用十分广泛，尤其在高功率方向上已成为当下诸多研究领域的研究热门。

1 功率因数PF和电流总畸变率THD

功率因数的定义，如下式：

由此可以得出：要想提高电源的功率因数，需要最大限度地抑制输入电流的波形畸变，与此同时还必须尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零。PF与输入电流总畸变率THD有关，它表征了设备输入电流谐波成分的大小，THD越大容易对电网造成污染。

2 改善功率因数的主要方法

2.1 多脉冲整流法

利用变压器对各次谐波电流进行移相，使奇次谐波在变压器次级相互叠加而抵消。

2.2 无源滤波器

在电路的整流器与电容间串联一个滤波电感，或在交流侧接入谐振滤波器，通过增大电流的导通角来提高功率因数。

2.3 有源滤波器

在整流器和负载之间接入一个DC/DC转换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使接近正弦波且与交流输入电压同相位，从而使输入端的总谐波畸变THD小于5%。

2.3.1 单级功率因数校正技术

单级功率因数校正技术的基本思想是把PFC级和DC/DC级组合在一起实现输入电流的整形和输出电压的快速调节。

2.3.2 两级功率因数校正技术

两级式功率因数校正是由PFC变换器和DC/DC变换器级联而成，PFC级通常采用升压型变换器实现输入电流的整形，其输出电压为储能电容Cb的电压Vb（中间母线电压），一般稳定在400V左右，Vb通过后级DC/DC变换实现降压，得到所需要的直流输出电压。DC/DC变换器实现了对输出电压的快速稳定调节。PFC控制器能检测线电压波形，使线电流跟踪线电压以获得单位功率因数。两级PFC使输入电流总谐波畸变THD一般小于5%，功率因数可达到0.99或更高。

由于这一校正技术的每级电路可单独分析、设计和控制，所以具有良好的性能，因此这种电路特别适合做分布式电源系统的前置级。

3 各部分电路设计

3.1 输入整流与滤波电路

输入整流电路选择Fairchild Semiconductor公司的整流桥GBPC35-06（600V，35A）。输入滤波电路选择EMI滤波器电路。

3.2 前级PFC电路

前级PFC采用Boost型。主电路由串联在回路中的储能电感L1，开关管VT1及整流二极管VD1、滤波电容C1。

3.3 DC/DC变换器的设计

DC/DC变换器采用全桥变换电路，它由两组双管正激式变换器电路组合而成的。

3.4 前级PFC控制电路设计

前级PFC控制电路选用芯片UC3854A/B，其电路主要包括振荡频率的选取、峰值电流限制电路设计、电流调节器和电压调节器的设计等。

3.5 DC/DC变换器控制电路设计

DC/DC变换器控制电路的脉宽调制控制芯片采用UC3875。通过对两个半桥开关电路的相位进行移相控制，实现半桥功率级的恒频PWM控制，借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电结束的状态下完成零电压开通。其四个输出端分别驱动的A/B、C/D筛銮疟郏都能单独进行导通延时（即死区时间）的调节控制，在该死区时间里确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通条件。

4 仿真结果

4.1 PFC电路的仿真

按照如图1所示仿真电路采用Matlab软件进行仿真。

4.2 DC-DC变换器仿真

DC-DC变换器仿真电路如图2所示。仿真参数设置为：输入电压：385V，输出电压：30V，变压器匝数比：45：6。

仿真结果表明，本文设计的直流开关电源开关管两端的电压具有输出电压稳定精度高、上下脉动的成分大大减小了、功率因数得到了提高，达到了预期设计的要求。

参考文献

[1]沙占友，王彦明，葛家恰.开关电源的新技术及其应用[J].电力电子技术，2003.

[2]王星云，王平，陈莲华.软开关技术发展现状的研究[D].广州：华南理工大学，材料科学与工程学院，2008.

[3]功率因数校正（PFC）手册[Z].安森美半导体，2004.

[4]周智敏，周纪海，纪爱华.开关电源功率因数校正电路设计与应用[M].北京：人民邮电出版社，2004.

[5]路秋生.功率因数校正技术与应用[M].北京：机械工业出版社，2006.

[6]赵同贺.开关电源设计技术与应用实例[M].北京：人民邮电出版社，2007.

[7]赵同贺.新型开关电源典型电路设计与应用[M].北京：机械工业出版社，2010.

第7篇：直流稳压电源设计总结范文

摘 要： 本系统主要以降压控制器LM5117芯片和CSD18532KCS MOS场效应管为核心器件，构成同步整流电路，设计系统为降压型直流开关稳压电源。测控模块采用继电器过流保护，监控输出电流实现过流保护。系统可以实现：额定输入电压16V下，输出电压偏差|UO|≤100mV，最大输出电流可达到3A；输出噪声纹波电压峰峰值UOPP≤50mV；IO从满载变到IO max轻载0.2IO max时，负载调整率为 0.04 %；UIN变化到17.6V和13.6V，电压调整率 0.06 %；效率μ可达到92.18%；具有过流保护功能，电源具有负载识别功能。系统满足了各要求。

关键词： 降压芯片LM5117；CSD18532KCS；同步整流；过流保护；负载识别

1、系统方案论证与选择

1.1抑制纹波电压

采用电容及电感滤波电路，来降低纹波噪声。通常情况下大电容用于滤除低频纹波，而小电容则对中高频滤波效果较好，在此系统中频率为100KHz以上的开关电源使用小电容。此外，LM5117芯片的HO和LO在对两个MOS管进行导通时，可能会出现上升沿和下降沿没有及时的拉高和拉低，易产生电路波动。为解决这种可能现象，采用在LM5117芯片后加30Ω的电阻，且与电阻并联有一个快速恢复二极管FR107。这样可以让PWM快速上拉和下降，MOS管的通断就可以及时反应，电路的波动也会大大减小，从而为更好地减小了电路中的纹波提供了保障。

1.2电流采样的选择

采用康铜丝采样放大电路，将康铜丝串入输出回路，输出电流将在康铜丝上形成电压降，然后做差分放大处理。且康铜丝电阻具有较低的电阻温度系数，较宽的使用温度范围（480℃以下），能够提高采集电压的稳定性。

1.3过流保护方案

采用继电器过流保护电路，接通电源后，继电器内会产生电磁效应，电磁力就会吸引衔铁，让它接触到铁芯，带动衔铁的常闭触电与常开触点吸合，在电流切断后，电磁的吸力也就没有了，衔铁就又返回到原来的位置，将电路切断。即电流达到电流继电器的动作值时，按线路选择性的要求，将电路切断。

1.4 系统总体框图

系统采用降压控制器LM5117芯片和CSD18532KCS MOS场效应管为核心器件的降压模块、继电器过流保护模块、负载识别模块组成，系统总体结构如图1所示。

2、理论分析与硬件电路设计

2.1理论分析

2.1.1定时电阻RT

根据LM5117芯片的数据，本系统选择开关频率为100kHz；

由 ；故RT我们选取51kΩ；

2.1.2输出电感LO

可由公式 计算；对于我们的电路，计算可得，电感不超过32μH即可，所以我们采用30μH电感，经由黄白磁环，单股绕制而成。

2.1.3电流检测电阻RS

在系统采用的电路中，选择K = 1，以控制次谐波振荡和实现单周期阻尼。根据公式 换算可得RS为10mΩ。

2.2 电路设计

2.2.1过流保护电路设计

利用LM5117芯片10引脚CM，在电路中反馈出来的采样值为0.4V。当CM输出电流小于3.2A时，继电器处于闭合状态，电路正常工作。若电流对应的值大于3.2A对应的基准反馈值时，MOS管处于导通状态。继电器此时处于断开状态，按线路选择性的要求，输入电压与电路断开，如此可完全保护电路。

2.2.2降压电路设计

采用降压控制器LM5117芯片和 MOS场效应管降压芯片，同时利用芯片内部产生的HO和LO两路互补对称的PWM形成同步整流电路。如图2所示。

3、测试结果分析

经测试，额定输入电压16V下，输出电压偏差|？|≤100mV，最大输出电流可达到3A；输出噪声纹波电压峰峰值≤50mV；从满载变到轻载0.2时，负载调整率为 0.2 %；变化到17.6V和13.6V，电压调整率 0.04%；效率μ可达到 92.18 %；具有过流保护功能，电源具有负载识别功能。系统满足了要求。

4、结束语

本系统主要以降压控制器LM5117芯片和CSD18532KCS MOS场效应管为核心器件，设计并制作一个降压型直流_关稳压电源。采用硬件电路实现了过流保护和负载识别的功能，各项性能指标达到了题目设计要求。在系统的设计中，尽量简化硬件电路的设计，极大发挥了降压控制器LM5117芯片的功能，使系统的整体电路结构简单、性能稳定、运行可靠.

参考文献

[1] 刘磊，李斌，张园，李平.《降压型直流开关稳压电源――2016江苏省大学生电子设计竞赛 A题解析》[J].电子制作.2016（21）.

第8篇：直流稳压电源设计总结范文

第1章

概述

任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整正弦波逆变电源是连续控制的线性正弦波逆变电源

。这种传统正弦波逆变电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性正弦波逆变电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点、但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都不得和很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。

正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110～260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。

目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。高可靠性——正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。

总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。

第2章

设计总思路

2.1总体框架图

滤波电路

逆变电路

输入315V直流电

驱动电路

UC3842脉宽调制电路

输出220V交流电

误差比较

图1

总体框图

此次课程设计要求输入315V直流，输出220V交流，主电路采用单相桥式逆变电路，对高频开关器件常用PWM波控制，要产生正弦波可采用SPWM控制方法，通过控制电力电子器件MOSFET的关断来控制产生交变正弦波电压。控制电路主要实现产生SPWM波，设计要求选用UC3842电流控制型PWM控制器产生控制脉冲。而UC3842实质上是通过输入的两路波进行比较，输出比较后形成的脉冲波，鉴于UC3842的这一特征，可以通过输入正弦漫头波和锯齿波进行比较得到所需的正弦波控制脉冲。正弦波产生器的设计有多种方法，本次课程设计采用555定时器多谐振电路产生方波经过滤波产生正弦波的方法作为正弦波产生器，再经过整流，使之成为正弦漫头波。锯齿波的产生电路比较简单，可以直接利用UC3842内部提供的谐振器加入电阻电容产生。此外电路要求输出的正弦波幅度可调，此时就需要使加入的正弦波漫头波幅值可调，此可以通过一加法器使之与设置电压相叠加产生电压可变的正弦电压。

主电路和控制电路的一些中间环节都是需要滤波的，由于产用SPWM控制，主电路的谐波成分较少，可以通过简单的RC无源滤波。控制电路中的方波要变成较为标准的正弦波，要滤去的谐波成分就要多得多，可以采用有源滤波，且可以通过积分环节使方波变成比较好的正弦波。

由于设计出来的电路是作为电源用的，对电源电流、电压检测就显得非常有必要了，可以通过从电源负载取出电流信号作为UC3842的关断信号，从而实现主电路的限流作用。要实现电流、电压的稳定，则可以通过取出的电流、电压信号与控制电路构成闭环控制来实现。为了不至使电路结构过于复杂，只设计了简单的电压反馈环使电压基本能跟随给定维持恒定。

2.2设计的原理和思路

图2

正弦波逆变电源的组成框图

该电路采用他励式,2管双推动输出脉宽调制方式输出电压为220V,输出电流2A,有欠压、过压和过流等多重保护功能。

第3章

主电路设计

3.1

SPWM波的实现

3.1.1

PWM固定频率的产生

PWM波形产生原理图如图3.1.1所示

图3.1.1

PWM波的产生电路图

PWM固定频率是由SG3525芯片产生。SG3525芯片的资料见如下：

管脚说明：

引脚1：误差放大反向输入

脚9：PWM比较补偿信号输入端

引脚2：误差放大同向输入

引脚10：外关断信号输入端

引脚3：振荡器外接同步信号输入端

引脚11：输出A

引脚4：振荡器输出端

引脚12:信号地

引脚5:振荡器定时电容接入端

引脚13：输出级偏置电压接入端

引脚6：振荡器定时电祖接入端

引脚14：输出端B

引脚7:振荡器放电端

引脚15：偏置电源输入端

引脚8:软启动电容接入端

引脚16：基准电源输出端

图中11与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。PWM频率计算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。

在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，目前比较理想的新型控制器。R和C设定了PWM芯片的工作频率，计算公式为T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT

。再通过R13和C3反馈回路。构成频率补偿网络。C6为软启动时间设定电容。

3.1.2

SPWM波的原理

在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲宽度也最大，脉冲间隔最小，反之正弦值较小时，脉冲宽度也小，脉冲间的间隔较大。这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减少，成为正弦波脉宽调制。

3.1.3

SPWM调制信号的产生

要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～3

5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3.1.3(a)所示，实际电路各点的波形如图3.1.3(b)所示。

误差信号

基准电压

加法器

整流电路

滤波电路

调制电路

基准方

波

SG3525

时序电路

图3.1.3(a)

SPWM波控制电路框图

图3.1.3(b)

SPWM电路主要节点波形

由图3.1.3(a)

图3.1.3(b)可知，基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。

3.2

保护电路模块

该系统是由直流边交流，弱点变为强电。故对系统进行必要的安全保护是必须的，在对系统进行调试时必须要注意安全。系统除了芯片本身具有的保护措施外，还对系统进行了专门的保护，具体如下。

3.2.1过电流保护

过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。

如图3.2.1所示，过流保护信号取自CT2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如图2.4所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。

图3.2.1

过电流保护电路

3.2.2空载保护电路的设计

空载检测电路如图3.2.2所示。是用电流互感器检测电流输出，当没有电流输出时，使三极管Q8截止，从而使RS-CK为高电平，停止输出SPWM波。8s后，再输出一组SPWM波，若仍为空载，则继续上述过程。若有电流输出则Q8导通，使得RS-CK为低电平，连续输出SPWM波形，逆变电路正常工作。

图3.2.2

空载检测电路图

3.2.3浪涌短路保护电路的设计

浪涌电路保护电路原理图如图3.2.3。此电路图是短路保护，用0.1欧的电阻对电压进行采样，通过470千欧电阻得到电流，并使这电流通过光电耦合器，当电流过高时使得SPWM波不输出，关闭IGBT形成保护。故障排除后光电耦合器输出关断，逆变器正常工作。

图3.2.3

浪涌短路保护电路原理图

第4章

单元控制电路设计

4.1

DC-AC电路设计

由前面论证已经明确采用全控桥式逆变电路。其中各桥臂通断由SPWM波控制的IGBT完成。

系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如图4.1所示。

图4.1

SG3525引脚及内部框图

直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5

V基准电压。+5

V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。

振荡器脚5须外接电容GT脚6须外接电阻RTo振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1．1

8／RCTo逆变桥开关频率定为l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5

kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证V1及V2不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。

4.2

PWM驱动模块

4.2.1

驱动电路的设计

驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时，能迅速地建立起驱动电压，又要考虑在需要关断时，能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷，拉低驱动电压。具体驱动电路如图2.7所示。

图4.2.1

驱动电路

其工作原理是：

（1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Q1的基极电位迅速上升，导致D2导通，功率管的栅极电压上升，使功率管导通；

（2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使Q1的基极电位拉低，而功率管栅极上的电压还为高，所以导致Q1导通，功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地关断。

当然，对于功率管的保护同样重要，所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。

4.2.2

TDS2285产生PWN波

SPWM的核心部分采用了张工的TDS2285单片机芯片,用其产生为功率主板产生占空比变化的矩形波，通过H桥产生所需的正弦波。U3,U4组成时序和死区电路，末级输出用了4个250光藕，H桥的二个上管用了自举式供电方式，这样做的目的是简化电路，可以不用隔离电源，该模块原理图如图4.2.2(a)所示：

图2-2-1

2.2.1

PWN波的产生

（1）、该模块中是由TDS2285芯片产生PWM波，TDS2285的芯片各管脚资料如图2-2-2：

图4.2.2(a)

PWM驱动电路图

1.该模块所采用的是TDS2285芯片，其管脚如图4.2.2(b)所示

图4.2.2(b)

TDS2285管脚图

2.该模块中TDS2285芯片的工作原理图4.2.2(c)如：

图4.2.2(c)

TDS2285产生PWM波

该芯片的6、7管脚生成交流电正、负半周调制波输出引脚，输出SPWM脉冲，其频率有接在2、3管脚间的晶振来决定。9脚为故障报警输出端，通常驱动一蜂鸣器，同时配合5脚LED的状态，当蓄电池电压输入出现过压或低压时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔1秒报警一次，当出现交流过流或者短路时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔0.5秒报警一次。13脚为检测蓄电池电压，当13脚的电压超过3V或低于1V时，逆变停止工作，并进入欠压或过压故障状态。通过外接蓄电池上分压来实现。10脚为交流电压稳压反馈输入，实时检测功率主板输出的交流正弦波输出电压变动范围，并作调整输出达到稳定输出电压的目的。

第5章

系统调试

5.1

测试使用的仪器

序号

名称、型号、规格

数量

1

数字示波器

1

2

UT70A数字万用表

1

3

函数信号发生器

1

5.2

输出功率与效率的测试

输出功率的定义：即为电源把其输入功率转换为有效输出功率的能力。

测试框图如下图所示。

先如图布置好测试电路后，进行如下步骤调试：

1.各电路输出电压、电流测量同时进行。

2.开启所有设备、记录输入功率数值及各点输出电压，电流值。

3.计算输入功率Pi=Ui*Ii，输出功率值Po=Uo*Io.

4.效率n=Po/Pi*100%,Pi为输入。

5.3

过流保护的测试

定义：当输出电流大于设定保护值时，系统自动关闭输出，形成过流保护。当输出电流小于设定保护值时，系统自动恢复正常工作状态。

测试方法：如图18所示。在输出端接入3个串联10欧电阻作为负载，通过短路其中的一个或两个来模拟过流情况发生。观察系统是否进行过流保护。

图18

过流保护测试框图

测试结果与分析：逆变过程中，过流保护装置在电流大于设定保护值时关闭输出，并在恢复正常时又打开输出。所以过流保护装置正常工作。

5.4

空载待机功能测试

（1）

定义：当无负载接入时，系统关闭输出进入待机模式。当有负载接入时，系统进入正常工作状态。

（2）

测试方法：接入负载后断开负载，观察系统输出状态。

（3）

结果与分析：输出端负载断开5s后系统进入待机状态，此时无输出。再次接入负载，系统就开始进入逆变工作状态。

5.5

输出电压范围测试

（1）

定义输出电压的最大值最小值。

（2）

测试方法：调节电压反馈贿赂的参数，观察输出电压大小。

（3）

测试结果：接入300欧的电阻调节Rp3，输出电压在8~12V之间。

结果分析

经过测试以后题目的基本要求都已经完成，各项性能指标都较好的实现在输出功率稳定时效率达到了93%。同时该电路还具有短路保护，空载保护，过流保护的功能。

第6章

总结

刚刚拿到课程设计的题目时真不知道从哪里开始动手,课题名称里的芯片根本就没听说过。通过上网查找资料,弄清楚了它的功能,才真正开始了设计。但这个东西包括了几个部分,所以一定要把握好它的整体设计思路,在其框架之下,对各部分的单元电路进行分析和设计,最后经过电路的修改,参数的确定,将各个部分连接起来,形成总的电路图。

课程设计虽然大家的课题不是完全一样的，但是大家之间的团队合作还是很重要的，有些地方自己一个人看不明白，通过和同学之间的讨论最终弄明白，这是一个很有趣的过程，我相信通过这次的课程设计我们大家之间对于电力电子的学习取得了更加大的进步。

这次实习我学到了很多。在摸索该如何设计电路使之实现所需功能的过程中，培养了我的设计思维，增加了实际操作能力。在体会设计的艰辛的同时，更让我体会到成功的喜悦和快乐。

通过这两个星期的课程设计，从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了,经过这次课程设计才知道,要真正学好一门课程,并不是把每一章的内容搞懂就行了,而是要将每一章的内容联系起来,融会贯通,并能够应用到实践中去.通过这次课程设计，我学到了不少新知识、新方法、新观点。这次设计不但锻炼了我的学习能力、分析问题与解决问题的能力，同时也锻炼了我克服困难的勇气和决心。

还有本次课程设计最重要的是加强了我的动手能力，平时学习的时候只是片面的认识和照搬书本上的知识，书本知识在实际应用的时候会出现很大的偏差，理论联系实际才是真正的学习之道。要在实际运用的时候结合实际的环境，具体的分析，解决问题，这才是这次课程设计对于我最重要的意义。

第9篇：直流稳压电源设计总结范文

关键词：热力 热电阻 导热

一、差配方法的差异

现在我们可以注意到，这种落后的差配方不允许显式计算。相反，整个系统的节点必须被写入整个方程组，并同时解决了温度是否确定的问题。因此，我们说，向后差分方法为以后的瞬态分析产生了一个隐含的配方温度。可以按照讨论的方法进行方程组求解。毕奥和傅立叶数字也可以通过使用这个符号以下面的方式定义问题，已建成总结出一些典型的节点方程中都有显式和隐式的配方。对于这种情况，一个明确的前向差分方法的优点是直接计算未来的节点温度，但是，这种计算的稳定性有管辖选择值。自动删除一个较小的值而保留一些最大的值。在另一方面，没有这样的限制施加在从它们的隐含制剂获得的方程的解。这意味着，较大的时间增量可以被选择计算。最明显的隐式方法的缺点是对于每一个时间的数量进行较多的计算。对于涉及大量节点的问题，隐式方法可能会导致花费更多的时间在最终的解决方案里面，大多数问题只涉及一个节点数量，对于瞬态热传导一个数值分析的许多应用探讨问题，这应该是显而易见的，现在有限差分技术可适用于几乎任何情况，只需一点点耐心复杂的问题就会变得相当容易解决，只有适度的计算机设施。使用微软的Excel表格中的瞬态热传导问题的解决方案在讨论传导传热问题中有限元方法是非常必要的。

二、热电阻能力

热电阻温度检测原理：纯金属和大多数合金的电阻率都随温度升高而增加，即具有温度系数。热电阻温度计就是利用金属导体的电阻值随温度变化而改变的特性来进行温度测量的。也就是说在一定温度范围内，电阻-温度关系是线性的。温度的变化，可导致金属导体电阻的变化。这样，只要测出电阻值的变化，就可达到测量温度的目的。

在电子电路和电气设备中，通常都需要电压稳定的直流电源供电，直流电源可分为两在类，一类是化学电源，各种各样的干电池、蓄电池、充电电池等电源；其优点是体积小、重量轻、携带方便等，缺点是成本高，易污染。另一类是稳压电源，它是把交流电网220V的电压降为所需的数值，然后通过整流、滤波和稳压电路，得到稳定的直流电压，这是现实生活中应手比较广的一类。直流稳压电源的姐成一般是由电源变压器、整流电路、滤波电路、稳压电路四部分组成。 电源变压器的功能交流电压变换部分，将电网电压变为所需的交流电压，并将直流电源与交流电网隔离；整流部分的作用产将变换后的交流电压转为单方身的脉动电压。单方向在脉动电压存大很大的脉动成份，不能直接提供给负载，脉动谐波成份成为纹波。电路形式有半波整流、全波整流、桥式整流等形式；滤波电路的作用是滤除交流分量，得到更纯净的直流电源；稳压部分的作用是维持输出直流电压的基本稳定。经过滤波电路后的电压和稳定性比较差。电压受温度、负载、电网电压波动等因素的影响较大，故需要稳压电路来保持电压的恒定。

导热率K是材料本身的固有性能参数，用于描述材料的导热能力。这个特性跟材料本身的大小、形状、厚度都是没有关系的，只是跟材料本身的成分有关系。所以同类材料的导热率都是一样的，并不会因为厚度不一样而变化。但如果仔细看一些导热材料的资料，会发现很多导热材料的热阻值，同厚度并不是完全成正比关系。这是因为导热材料大都不是单一成分组成，相应会有非线性变化。厚度增加，热阻值一定会增大，但不一定是完全成正比的线性关系，可能是更陡的曲线关系。所以测试并计算出来的热阻值并不完全是材料本身的热阻值，应该是材料本身的热阻值加所谓接触面热阻值。因为接触面的平整度、光滑或者粗糙、以及安装紧固的压力大小不同，就会产生不同的接触面热阻值，也会得出不同的总热阻值。

物理科学就是这样，很多参数是无法真正的量化的，只是一个“模糊”的数学概念。通过这样的“模糊”数据，人们可以将一些数据量化，而用于实际应用。此处所说的“模糊” 是数学术语，“模糊”表示最为接近真实的近似。 而同样道理，根据热阻值以及厚度，再计算出来的导热率K值，也并不完全是真正的导热率值。 傅力叶方程式，是一个完全理想化的公式。我们可用来理解导热材料的原理。但实际应用、热阻计算是复杂的数学模型，会有很多的修正公式，来完善所有的环节可能出现的问题。

三、稳态的瞬态解除极限情况

正如我们所看到的，稳态数值配方的结果，当右侧被设置为零导致在不稳定情况下计算时使用大量的时间增量来计算。同时，很难获得一个稳态的解，后一种方法可能会出现相当繁琐的计算步骤，高斯赛德尔迭代方法用于解决许多稳态数值问题，如何去解决，当然还有许多采用计算机的计算。如果产生的热变电阻从对流边界条件或者可变热导率遇到变化时，一般的解决方案的稳态极限可以提供的优势是会记得直接的稳态解，当可变热阻力出现，由此产生的稳态节点方程变为非线性的，其解决方案可能很难有所改变。这种情况下，短暂的解决方案仅仅是要求每个电阻在每个时间增量端部进行重新计算，电阻可以是直接输入，如在节点方程的变量中添加计算，然后对于足够大数量的时间增量进行极值计算，直到温度值不再发生显著变化。在这一点上，才能稳态下的结果值。

参考文献